在上一篇文章“【干貨 】 如何選擇合適的基準電壓源？（一）”中，我們講解了基準電壓源的規格和類(lèi)型。本文中，我們將講解如何為應用選擇恰當的基準電壓源。

 

基準電壓源電路

有許多方法可以設計基準電壓源IC，而每種方法都有特定的優(yōu)點(diǎn)和缺點(diǎn)。

 

基于齊納二極管的基準電壓源

深埋齊納型基準電壓源是一種相對簡(jiǎn)單的設計。齊納（或雪崩）二極管具有可預測的反向電壓，該電壓具有相當好的溫度穩定性和非常好的時(shí)間穩定性。如果保持在較小溫度范圍內，這些二極管通常具有非常低的噪聲和非常好的時(shí)間穩定性，因此其適用于基準電壓變化小的應用。

 

與其他類(lèi)型的基準電壓源電路相比，這種穩定性可歸因于少元件數量和小芯片面積，而且齊納元件的構造很精巧。然而，初始電壓和溫度漂移的變化相對較大，這很常見(jiàn)?？梢栽黾与娐穪?lái)補償這些缺陷，或者提供一系列輸出電壓。分流和串聯(lián)基準電壓源均使用齊納二極管。

 

帶隙基準電壓源

齊納二極管雖然可用于制作高性能基準電壓源，但缺乏靈活性。具體而言，它需要7V以上的電源電壓，而且提供的輸出電壓相對較少。相比之下，帶隙基準電壓源可以產(chǎn)生各種各樣的輸出電壓，電源裕量非常?。ㄍǔＰ∮?00mV）。帶隙基準電壓源可設計用來(lái)提供非常精確的初始輸出電壓和很低的溫度漂移，無(wú)需的耗時(shí)在應用中校準。

 

帶隙操作基于雙極結型晶體管的基本特性。圖1所示為一個(gè)基本帶隙基準電壓源?？梢钥闯?，一對不匹配的雙極結型晶體管的VBE具有與溫度成正比的差異。這種差異可用來(lái)產(chǎn)生一個(gè)電流，其隨溫度線(xiàn)性上升。當通過(guò)電阻和晶體管驅動(dòng)該電流時(shí)，如果其大小合適，晶體管的基極-發(fā)射極電壓隨溫度的變化會(huì )抵消電阻兩端的電壓變化。雖然這種抵消不是完全線(xiàn)性的，但可以通過(guò)附加電路進(jìn)行補償，使溫度漂移非常低。

 

圖1：設計帶隙電路提供理論上為零的溫度系數

 

基本帶隙基準電壓源背后的數學(xué)原理很有意思，因為它將已知溫度系數與獨特的電阻率相結合，產(chǎn)生理論上溫度漂移為零的基準電壓。圖1顯示了兩個(gè)晶體管，經(jīng)調整后，Q10的發(fā)射極面積為Q11的10倍，而Q12和Q13的集電極電流保持相等。這就在兩個(gè)晶體管的基極之間產(chǎn)生一個(gè)已知電壓：

 

 

其中，k為玻爾茲曼常數，單位為J/K（1.38×10-23），T為開(kāi)氏溫度（273+T(°C)）；q為電子電荷，單位為庫侖（1.6x10-19）。在25°C時(shí)，kT/q的值為25.7mV，正溫度系數為86μV/°C。?VBE為此電壓乘以ln(10)或2.3，25°C時(shí)電壓約為60mV，溫度系數為0.2mV/°C。

 

將此電壓施加到基極之間連接的50k電阻，產(chǎn)生一個(gè)與溫度成比例的電流。該電流偏置二極管Q14，25°C時(shí)其電壓為575mV，溫度系數為-2.2mV/°C。電阻用于產(chǎn)生具有正溫度系數的壓降，其施加到Q14二極管電壓上，從而產(chǎn)生大約1.235V的基準電壓電位，理論上溫度系數為0mV/°C。這些壓降如圖1所示。電路的平衡提供偏置電流和輸出驅動(dòng)。

 

分數帶隙基準電壓源

這種基準電壓源基于雙極晶體管的溫度特性設計，但輸出電壓可以低至只有數mV。它適用于超低電壓電路，特別是閾值必須小于常規帶隙電壓（約1.2V）的比較器應用。

 

圖2所示為L(cháng)M10的核心電路，同正常帶隙基準電壓源相似，其中結合了與溫度成正比和成反比的元件，以獲得恒定的200mV基準電壓。分數帶隙基準電壓源通常使用?VBE產(chǎn)生一個(gè)與溫度成正比的電流，使用VBE產(chǎn)生一個(gè)與溫度成反比的電流。二者以適當的比例在一個(gè)電阻元件中合并，以產(chǎn)生不隨溫度變化的電壓。電阻大小可以更改，從而改變基準電壓而不影響溫度特性。這與傳統帶隙電路的不同之處在于，分數帶隙電路合并電流，而傳統電路傾向于合并電壓，通常是發(fā)射極、基極電壓和具有相反溫度漂移 （TC）的I•R。

 

圖2：200mV基準電壓源電路
 

像LM10電路這樣的分數帶隙基準電壓源在某些情況下同樣是基于減法。某些器件具有微功率、低電壓400mV基準和放大器的串聯(lián)基準。因此，可以通過(guò)改變放大器的增益來(lái)改變基準電壓，并提供一個(gè)緩沖輸出。使用這種簡(jiǎn)單電路可以產(chǎn)生低于電源電壓0.4V至幾毫伏的任何輸出電壓。

 

圖3：支持與低至400mV的閾值進(jìn)行比較
 

有些器件其將400mV基準電壓源與比較器相結合，是集成度更高的解決方案，可用作電壓監控器或窗口比較器。400mV基準電壓源可以監控小輸入信號，從而降低監控電路的復雜性（圖3）；它還能監控采用非常低電源電壓工作的電路元件。如果閾值較大，可以添加一個(gè)簡(jiǎn)單的電阻分壓器（圖4）。這些產(chǎn)品均采用小尺寸封裝（SOT23），功耗很低（低于10μA），支持寬電源范圍（1.4V至18V）。

 

 

圖4：通過(guò)輸入電壓分壓來(lái)設置較高閾值

 

選擇基準電壓源

了解所有這些選項之后，如何為應用選擇恰當的基準電壓源呢？以下是一些用來(lái)縮小選擇范圍的竅門(mén)：

● 電源電壓非常高？選擇分流基準電壓源。

● 電源電壓或負載電流的變化范圍很大？選擇串聯(lián)基準電壓源。

● 需要高功效比？選擇串聯(lián)基準電壓源。

● 確定實(shí)際溫度范圍。溫度范圍包括0°C至70°C、-40°C至85°C和-40°C至125°C。

● 精度要求應切合實(shí)際。了解應用所需的精度非常重要。這有助于確定關(guān)鍵規格?？紤]到這一要求，將溫度漂移乘以指定溫度范圍，加上初始精度誤差、熱遲滯和預期產(chǎn)品壽命期間的長(cháng)期漂移，再減去任何將在出廠(chǎng)時(shí)校準或定期重新校準的項，便得到總體精度。對于要求最苛刻的應用，還可以加上噪聲、電壓調整率和負載調整率誤差。例如：

 

一個(gè)基準電壓源的初始精度誤差為0.1%（1000ppm），-40°C至85°C范圍內的溫度漂移為25ppm/°C，熱遲滯為200ppm，峰峰值噪聲為2ppm，時(shí)間漂移為50ppm/√kHr。

 

那么在電路建成時(shí)總不確定性將超過(guò)4300ppm。

 

在電路通電后的前1000小時(shí)，這種不確定性增加50ppm。初始精度可以校準，從而將誤差降低至3300ppm+50ppm•√（t/1000小時(shí)）。

 

● 實(shí)際功率范圍是什么？最大預期電源電壓是多少？是否存在基準電壓源IC必須承受的故障情況，例如電池電源切斷或熱插拔感應電源尖峰等？這可能會(huì )顯著(zhù)減少可選擇的基準電壓源數量。

 

● 基準電壓源的功耗可能是多少？基準電壓源往往分為幾類(lèi)：

大于1mA，~500μA，<300μA，<50μA，<10μA，<1μA。

 

● 負載電流有多大？負載是否會(huì )消耗大量電流或產(chǎn)生基準電壓源必須吸收的電流？很多基準電壓源只能為負載提供很小電流，很少基準電壓源能夠吸收大量電流。負載調整率規格可以有效說(shuō)明這個(gè)問(wèn)題。

 

● 安裝空間有多少？基準電壓源的封裝多種多樣，包括金屬帽殼、塑料封（DIP、SOIC、SOT）和非常小的封裝，例如采用2mmx2mm DFN的產(chǎn)品。人們普遍認為，較大封裝的基準電壓源因機械應力引起的誤差要小于較小封裝的基準電壓源。雖然確有某些基準電壓源在使用較大封裝時(shí)性能更好，但有證據表明，性能差異與封裝大小沒(méi)有直接關(guān)系。更有可能的是，由于采用較小封裝的產(chǎn)品使用的芯片較小，所以必須對性能進(jìn)行某種取舍以適應芯片上的電路。通常，封裝的安裝方法對性能的影響比實(shí)際封裝還要大，密切注意安裝方法和位置可以最大限度地提高性能。此外，當PCB彎曲時(shí)，占位面積較小的器件相比占位面積較大的器件，應力可能更小。