【導讀】高可用性系統（如服務(wù)器、網(wǎng)絡(luò )交換機、獨立磁盤(pán)冗余陣列 （RAID） 存儲和其他形式的通信基礎結構）需要設計為在其整個(gè)使用壽命期間幾乎為零停機時(shí)間。如果此類(lèi)系統的某個(gè)組件出現故障或需要更新，則必須在不中斷系統其余部分的情況下更換該組件。在系統保持正常運行的同時(shí)，必須卸下電路板或模塊并插入其替換件。此過(guò)程稱(chēng)為熱插拔，或在某些情況下稱(chēng)為熱插拔（模塊與系統軟件交互）。
高可用性系統（如服務(wù)器、網(wǎng)絡(luò )交換機、獨立磁盤(pán)冗余陣列 （RAID） 存儲和其他形式的通信基礎結構）需要設計為在其整個(gè)使用壽命期間幾乎為零停機時(shí)間。如果此類(lèi)系統的某個(gè)組件出現故障或需要更新，則必須在不中斷系統其余部分的情況下更換該組件。在系統保持正常運行的同時(shí)，必須卸下電路板或模塊并插入其替換件。此過(guò)程稱(chēng)為熱插拔，或在某些情況下稱(chēng)為熱插拔（模塊與系統軟件交互）。為了安全地熱插拔，通常使用具有交錯引腳的連接器來(lái)確保在進(jìn)行其他連接之前建立接地和本地電源。此外，每個(gè)印刷電路板 （PCB） 或插入式模塊都有一個(gè)板載熱插拔控制器，便于從帶電背板上安全拆卸和插入模塊。在運行時(shí)，控制器還提供連續保護，防止短路和過(guò)流故障。
雖然必須中斷和啟動(dòng)的電流可能很大，但大電流設計的一些微妙之處往往很少被考慮。由于“細節決定成敗”，本文將重點(diǎn)介紹熱插拔控制電路組件的功能和意義，并深入探討使用ADI公司ADM1177熱插拔控制器的設計過(guò)程中的設計考慮因素和最佳元件選擇標準。
熱插拔拓撲
高可用性系統中常見(jiàn)的兩種系統功率級別（–48 V和+12 V）使用不同的熱插拔保護配置。–48V 系統集成了低側熱插拔控制和調整 MOSFET;+12 V系統使用高邊控制器和調整MOSFET。
–48-V方法起源于傳統的電信交換系統技術(shù)。在高級電信計算架構 （ATCA） 系統、光網(wǎng)絡(luò )、基站和刀片服務(wù)器中可以看到示例。作為通常從電池組獲得的電壓，選擇48 V是因為功率和信號可以遠距離傳輸而不會(huì )造成重大損失，但電平不足以在正常條件下冒嚴重電擊的風(fēng)險。之所以選擇負極性，是因為在暴露于元素時(shí)不可避免地存在水分的情況下，金屬離子從陽(yáng)極到陰極的遷移在正極端子接地的情況下腐蝕性要小得多。
然而，在數據通信系統中，距離不是重要因素，+12 V電源更合理，因此在刀片服務(wù)器和網(wǎng)絡(luò )系統設計中很受歡迎。本文將重點(diǎn)介紹+12 V系統。
熱插拔事件
考慮一個(gè)具有 12V 背板和可拆卸模塊機架的系統。每個(gè)模塊必須能夠撤回和更換，而不會(huì )影響機架中任何相鄰模塊的正常運行。在沒(méi)有控制器的情況下，每個(gè)模塊可能會(huì )向電源線(xiàn)提供相當大的負載電容，通常為毫法拉量級。首次插入模塊時(shí)，其未充電的電容器需要盡可能多的電流來(lái)為負載充電。如果不限制此浪涌電流，則可能會(huì )降低端電壓，導致主背板上出現明顯的掉電，重置系統上的許多相鄰模塊，并因高初始電流而損壞模塊的連接器。
這可以通過(guò)熱插拔控制器（圖1）來(lái)解決，該控制器仔細控制浪涌電流以確保安全的上電間隔。熱插拔控制器還將在上電后持續監控電源電流，以防止正常工作期間出現短路和過(guò)流情況。
圖1.熱插拔應用圖。
熱插拔控制器
ADM1177熱插拔控制器由三個(gè)主要元件組成（圖2）：用作主功率控制開(kāi)關(guān)的N溝道MOSFET、測量電流的檢測電阻和熱插拔控制器（包括電流檢測放大器），完成環(huán)路以控制MOSFET的通電流。
圖2.ADM1177功能框圖
在熱插拔控制器內部，電流檢測放大器監視外部檢測電阻兩端的壓降。這個(gè)小電壓（通常范圍為0 mV至100 mV）必須放大到有用的水平。ADM1177中的放大器增益為10，因此，例如，給定電流量產(chǎn)生的100 mV壓降將被放大至1 V。將該電壓與固定或可變基準電壓進(jìn)行比較。采用1 V基準電壓源時(shí)，分流器兩端產(chǎn)生大于100 mV （±3%）電壓的電流將導致比較器指示過(guò)流。因此，最大電流跳變點(diǎn)主要由分流電阻、放大器增益和基準電壓決定;分流電阻值設置最大電流。TIMER 電路對給定過(guò)流條件可能存在的時(shí)間長(cháng)度設置限制。
ADM1177具有軟啟動(dòng)功能，其中過(guò)流基準電壓源線(xiàn)性上升，而不是突然導通，迫使負載電流以類(lèi)似的方式跟隨。這是通過(guò)將來(lái)自?xún)炔侩娏髟吹碾娏髯⑷胪獠侩娙荩⊿S引腳）來(lái)實(shí)現的，以將比較器的基準輸入從0 V線(xiàn)性斜坡上升至1 V。外部SS電容設定此斜坡的速率。如有必要，SS引腳也可以由電壓直接驅動(dòng)，以設置最大電流限值。
由比較器和基準電路組成的ON電路使能該器件。它可以精確地設置電源必須達到的電壓，以啟用控制器。設備啟用后，門(mén)開(kāi)始充電。此類(lèi)電路中使用的N溝道MOSFET的柵極必須位于源極上方。為了在電源電壓（VCC）范圍內實(shí)現這一點(diǎn)，熱插拔控制器具有一個(gè)集成電荷泵，能夠將GATE引腳保持在比VCC高10 V之多。GATE 引腳需要一個(gè)電荷泵浦上拉電流來(lái)使能 MOSFET，并需要下拉電流在必要時(shí)禁用 MOSFET。弱下拉電流用于調節，較強的下拉電流用于在發(fā)生短路時(shí)快速禁用MOSFET。
熱插拔控制器的最后一個(gè)基本模塊是TIMER，它限制過(guò)流事件期間電流處于調節狀態(tài)的時(shí)間。MOSFET 設計用于在規定的最大時(shí)間內承受給定量的功率。MOSFET 制造商使用如圖 3 所示的圖表概述了此范圍或安全工作區 （SOA）。
圖3.場(chǎng)效應管 SOA 圖。
SOA圖顯示了漏源組合電壓、漏極電流和MOSFET能夠承受這種耗散的持續時(shí)間之間的關(guān)系。例如，圖3中的MOSFET可以承受10 V和85 A （850 W）的電壓，持續1 ms。如果這種情況持續更長(cháng)時(shí)間，MOSFET 將被破壞。定時(shí)器電路可以確保MOSFET受這些最壞情況條件影響的時(shí)間長(cháng)度受到外部定時(shí)器電容器的限制。例如，如果定時(shí)器設置為1 ms，并且電流超過(guò)限值超過(guò)1 ms，則電路將超時(shí)并關(guān)斷MOSFET。
在A(yíng)DM1177中，為了提供安全裕度，定時(shí)器電流檢測電壓激活閾值設置為92 mV。因此，當檢測電壓接近100 mV的調節值時(shí)，熱插拔控制器將開(kāi)始保守地定時(shí)電流。
設計示例
由于A(yíng)DM1177等控制器的設計具有靈活性，因此演示如何在12 V熱插拔設計示例中應用控制器可能會(huì )有所幫助。此示例假定滿(mǎn)足以下條件：
控制器為 ADM1177
VIN = 12 V （±10%）
最大電壓 = 13.2 V
ITRIP = 30 A
負載 = 2000 μF
VON = 10 V（用于打開(kāi)控制器的良好電源電平）
IPOWERUP = 1 A（上電期間負載所需的直流偏置電流）
為了簡(jiǎn)化此討論，計算排除了組件公差的影響。當然，在設計最壞情況時(shí)，應考慮這些公差。
上銷(xiāo)
首先考慮電源電壓超過(guò)10 V時(shí)使能控制器的條件。如果ON引腳的閾值為1.3 V，則VIN至ON引腳的分壓器比需要為0.13：1。為了準確起見(jiàn)，在選擇串的電阻時(shí)應考慮引腳漏電流。
由 10 kohm 和 1.5 kohm 電阻組成的電阻分壓器的合適比率為 0.130。
檢測電阻選擇
檢測電阻是根據啟動(dòng)定時(shí)器所需的負載電流選擇的。
其中VSENSETIMER= 92 mV。
檢測電阻在30 A時(shí)消耗的最大功率為：
因此，檢測電阻應能夠耗散3 W。如果沒(méi)有具有正確額定功率或電阻的單個(gè)電阻器，則可以使用多個(gè)電阻器來(lái)制作檢測電阻器。
負載電容充電時(shí)間
在選擇MOSFET之前，必須確定對負載電容充電所需的時(shí)間。在上電階段，由于負載電容需要浪涌電流，控制器通常會(huì )達到電流限制。如果TIMER引腳設置的時(shí)間不足以允許負載電容充電，則MOSFET將被禁用，系統將無(wú)法上電。我們可以使用以下等式來(lái)確定理想值：
該公式假設負載電流瞬時(shí)從0 A斜坡上升到30 A的理想條件。實(shí)際上，柵極電荷，Q一般事務(wù)人員，用于限制柵極電壓的壓擺率，從而限制上電電流曲線(xiàn)，從而在不觸發(fā) TIMER 功能的情況下向負載電容器輸送一定量的電荷。在圖4中，具有較高Q值的MOSFET一般事務(wù)人員與具有較低 Q 值的 MOSFET 相比，導致定時(shí)器在 T1 至 T3 的工作時(shí)間較短一般事務(wù)人員，這會(huì )導致計時(shí)器在 T0 到 T2 期間處于活動(dòng)狀態(tài)。
圖4.QGS對啟動(dòng)配置文件的影響。
這是因為在 T0 和 T1 之間傳遞的電荷累積在小于電流限值時(shí)。因此，可以相應地減少所需的計算時(shí)間。這個(gè)數量很難量化;這取決于控制器柵極電流和柵極電荷和電容的MOSFET規格。由于在某些情況下它可能占總充電電流的30%，因此需要考慮它，特別是在使用大MOSFET和高電流的設計中。
對于使用柵極電荷較低的MOSFET的設計，可以假設柵極斜坡快速。這將導致從0 A到I的快速斜坡旅行，這可能會(huì )導致不必要的瞬變;在這種情況下，應使用軟啟動(dòng)。
軟啟動(dòng)
在軟啟動(dòng)時(shí)，浪涌電流在SS電容器設定的時(shí)間段內從零線(xiàn)性斜坡上升到滿(mǎn)量程。這將提供一個(gè)浪涌斜坡，避免30 A限值的突然沖擊，并通過(guò)增加基準電流來(lái)實(shí)現。請注意，電流在SS事件期間處于穩壓狀態(tài)，因此TIMER從軟啟動(dòng)開(kāi)始的那一刻起就處于活動(dòng)狀態(tài)，如圖5所示。
圖5.定時(shí)器的軟啟動(dòng)效果。
因此，建議軟啟動(dòng)時(shí)間不超過(guò)總定時(shí)器的 10% 至 20%。對于此示例，我們可以選擇 100 μs 的時(shí)間。SS電容值可按如下方式確定：
其中 ISS = 10 μA 和 VSS = 1 V。
場(chǎng)效應管和定時(shí)器選擇
選擇合適的MOSFET的第一步是選擇VDS和我D標準。對于 12V 系統，VDS應為 30 V 或 40 V，以處理可能破壞 MOSFET 的瞬變。我D的MOSFET應遠大于所需的最大值（參見(jiàn)圖3中的SOA圖）。在大電流應用中，最重要的規格之一是MOSFET的RDSON.該參數的低值將確保MOSFET在正常工作中完全增強時(shí)損失最小功率，并且在滿(mǎn)載時(shí)產(chǎn)生的熱量最小。
散熱和功耗注意事項
在考慮SOA細節和定時(shí)器選擇之前，需要考慮MOSFET在全直流負載下的功耗，因為必須避免過(guò)熱。隨著(zhù)MOSFET溫度的升高，其額定功率會(huì )降低或降低。此外，在高溫下運行MOSFET會(huì )縮短其使用壽命。
回想一下，熱插拔控制器以92 mV的最小檢測電壓?jiǎn)?dòng)定時(shí)器。對于此計算，我們需要知道在不觸發(fā)定時(shí)器的情況下可以流動(dòng)的最大可能直流電流。假設最壞情況 V雷格明97 mV。然后
MOSFET在環(huán)境溫度下的熱阻將在數據手冊中指定。封裝尺寸和額外的銅將影響此值。假設
由于MOSFET需要耗散2.1 W，因此預計最壞情況下的溫升將比環(huán)境溫度高126°C：
減少此數量的一種方法是并聯(lián)使用兩個(gè)或多個(gè)MOSFET。這將有效地降低R德森從而影響 MOSFET 中的功耗。使用兩個(gè) MOSFET 時(shí)，假設電流在器件之間平均分配（應允許一定的容差），則每個(gè) MOSFET 的最大溫升為 32°C。下面顯示了每個(gè) MOSFET 中的功率：
隨著(zhù)這種溫升和假設的環(huán)境溫度 T一個(gè)= 30°C，每個(gè)MOSFET的最高外殼溫度預計為62°C。
MOSFET SOA 注意事項
下一步是查看SOA圖，以找到合適的MOSFET來(lái)處理最壞情況。在最壞情況下，對地短路，VDS可以假設為 V。.MAX13.2 V，因為這將是MOSFET上存在的最大電壓，其源極端子被拉至GND。在調節中，最壞的情況將基于熱插拔控制器調節點(diǎn)的最大數據手冊規格。這等于103 mV。然后可以按如下方式計算電流：
在將其與MOSFET SOA圖進(jìn)行比較之前，我們需要考慮MOSFET的溫度降額，因為SOA圖基于環(huán)境外殼溫度TC= 25°C。首先計算T處的功耗C= 25°C：
其中 RthJC 在 MOSFET 數據手冊中指定。
現在對 TC = 62°C 執行相同的計算：
因此，降額系數 1.42 的計算公式如下：
這需要應用于圖3中MOSFET的SOA圖。表示施加最大功率的時(shí)間的對角線(xiàn)需要向下移動(dòng)，以反映調整后的額定功率。
我們之前使用 1 毫秒線(xiàn)作為示例來(lái)說(shuō)明曲線(xiàn)的工作原理。例如，取該線(xiàn)上的一個(gè)點(diǎn)，例如（20 A，40 V）;此時(shí)的功率為 800 W。 應用降額公式：
在 40 V 時(shí)，降額功率的相應電流為 14 A。在 SOA 圖上繪制該點(diǎn)可在新的 62°C 降額 1 ms 線(xiàn)上建立一個(gè)點(diǎn)。新的 10 ms 和 100 μs 線(xiàn)路可以以相同的方式建立。圖 6 中的新行以紅色顯示。
圖6.SOA 圖，包括 62°C 降額功率限值。
選擇定時(shí)器電容器
SOA 的新降額線(xiàn)可用于重新計算 TIMER 值。從 繪制水平線(xiàn)我。.MAX≈ 35 A 和一條垂直線(xiàn)在。.MAX= 13.2 V（微弱的藍線(xiàn)），然后確定它們相對于紅線(xiàn)的交點(diǎn)。它們指示的時(shí)間介于 1 毫秒到 10 毫秒之間，可能是 ~2 毫秒。在對數刻度的圖形的一小部分區域中，很難獲得完全正確的數字，因此應做出保守的選擇以確保應用足夠的公差，同時(shí)考慮這些選擇對其他標準（如性能和價(jià)格）的影響。
回想一下，負載充電的估計時(shí)間約為 850 μs。由于軟啟動(dòng)時(shí)間由線(xiàn)性斜坡建立，因此為負載電容充電需要更長(cháng)的時(shí)間（比階躍變化時(shí)更長(cháng)）。為了估計總電荷量，假設如果使用軟啟動(dòng)，則將一半的SS時(shí)間添加到計算時(shí)間中;因此，將一半的SS時(shí)間（50 μs）增加到850 μs，總時(shí)間約為900 μs。如前所述，如果所選的MOSFET具有較大的柵極電荷（例如≥80 nC），則可以進(jìn)一步降低。如果負載充電時(shí)間小于最大SOA時(shí)間，則MOSFET是合適的。在這種情況下，滿(mǎn)足標準（0.9 毫秒< 2 毫秒）。
小于 2 ms 的 TIMER 值應足以保護 MOSFET，大于 0.9 ms 即可為負載充電。如果選擇1 ms的保守值，則電容的計算方法如下：
其中 ITIMER = 60 μA 和 VTIMER = 1.3 V，
使用并聯(lián) MOSFET 時(shí)，定時(shí)器選擇的計算不會(huì )改變。至關(guān)重要的是，定時(shí)器和短路保護在設計時(shí)要考慮到單個(gè)MOSFET。原因是 V總金在一組 MOSFET 之間可能有很大差異，因此在穩壓期間可能需要單個(gè) MOSFET 來(lái)處理大部分電流。
熱插拔設計完成
采用并聯(lián)MOSFET的熱插拔設計如圖7所示，具有正確的元件值。ADM1177熱插拔控制器執行其他功能。它具有一個(gè)集成的片上ADC，可用于將電源電壓和負載電流轉換為數字數據，這些數據可以通過(guò)I2C 總線(xiàn)，提供完全集成的電流和電壓監控功能。
圖7.完成的參考設計。
(作者：Marcus O’Sullivan)
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