【導讀】在電信工業(yè)和微波電路設計領(lǐng)域，普遍使用MOS管控制沖擊電流的方達到電流緩啟動(dòng)的目的。MOS管有導通阻抗Rds_on低和驅動(dòng)簡(jiǎn)單的特點(diǎn)，在周?chē)由仙倭吭骷涂梢詷嫵删徛龁?dòng)電路。雖然電路比較簡(jiǎn)單，但只有吃透MOS管的相關(guān)開(kāi)關(guān)特性后才能對這個(gè)電路有深入的理解。
本文首先從MOSFET的開(kāi)通過(guò)程進(jìn)行敘述：
盡管MOSFET在開(kāi)關(guān)電源、電機控制等一些電子系統中得到廣泛的應用，但是許多電子工程師并沒(méi)有十分清楚的理解MOSFET開(kāi)關(guān)過(guò)程，以及MOSFET在開(kāi)關(guān)過(guò)程中所處的狀態(tài)一般來(lái)說(shuō)，電子工程師通?；跂艠O電荷理解MOSFET的開(kāi)通的過(guò)程，如圖1所示此圖在MOSFET數據表中可以查到
圖1 AOT460柵極電荷特性
MOSFET的D和S極加電壓為VDD，當驅動(dòng)開(kāi)通脈沖加到MOSFET的G和S極時(shí)，輸入電容Ciss充電，G和S極電壓Vgs線(xiàn)性上升并到達門(mén)檻電壓VGS(th)，Vgs上升到VGS(th)之前漏極電流Id≈0A，沒(méi)有漏極電流流過(guò)，Vds的電壓保持VDD不變。
當Vgs到達VGS(th)時(shí)，漏極開(kāi)始流過(guò)電流Id，然后Vgs繼續上升，Id也逐漸上升，Vds仍然保持VDD當Vgs到達米勒平臺電壓VGS(pl)時(shí)，Id也上升到負載電流最大值ID，Vds的電壓開(kāi)始從VDD下降。
米勒平臺期間，Id電流維持ID，Vds電壓不斷降低。
米勒平臺結束時(shí)刻，Id電流仍然維持ID，Vds電壓降低到一個(gè)較低的值米勒平臺結束后，Id電流仍然維持ID，Vds電壓繼續降低，但此時(shí)降低的斜率很小，因此降低的幅度也很小，最后穩定在Vds=Id×Rds(on)因此通?？梢哉J為米勒平臺結束后MOSFET基本上已經(jīng)導通。
對于上述的過(guò)程，理解難點(diǎn)在于為什么在米勒平臺區，Vgs的電壓恒定?驅動(dòng)電路仍然對柵極提供驅動(dòng)電流，仍然對柵極電容充電，為什么柵極的電壓不上升?而且柵極電荷特性對于形象的理解MOSFET的開(kāi)通過(guò)程并不直觀(guān)因此，下面將基于漏極導通特性理解MOSFET開(kāi)通過(guò)程。
MOSFET的漏極導通特性與開(kāi)關(guān)過(guò)程。
MOSFET的漏極導通特性如圖2所示MOSFET與三極管一樣，當MOSFET應用于放大電路時(shí)，通常要使用此曲線(xiàn)研究其放大特性只是三極管使用的基極電流、集電極電流和放大倍數，而MOSFET使用柵極電壓、漏極電流和跨導。
圖2 AOT460的漏極導通特性
三極管有三個(gè)工作區：截止區、放大區和飽和區，MOSFET對應是關(guān)斷區、恒流區和可變電阻區注意：MOSFET恒流區有時(shí)也稱(chēng)飽和區或放大區當驅動(dòng)開(kāi)通脈沖加到MOSFET的G和S極時(shí)，Vgs的電壓逐漸升高時(shí)，MOSFET的開(kāi)通軌跡A-B-C-D如圖3中的路線(xiàn)所示
圖3 AOT460的開(kāi)通軌跡
開(kāi)通前，MOSFET起始工作點(diǎn)位于圖3的右下角A點(diǎn)，AOT460的VDD電壓為48V，Vgs的電壓逐漸升高，Id電流為0，Vgs的電壓達到VGS(th)，Id電流從0開(kāi)始逐漸增大
A-B就是Vgs的電壓從VGS(th)增加到VGS(pl)的過(guò)程從A到B點(diǎn)的過(guò)程中，可以非常直觀(guān)的發(fā)現，此過(guò)程工作于MOSFET的恒流區，也就是Vgs電壓和Id電流自動(dòng)找平衡的過(guò)程，即Vgs電壓的變化伴隨著(zhù)Id電流相應的變化，其變化關(guān)系就是MOSFET的跨導：Gfs=Id/Vgs，跨導可以在MOSFET數據表中查到
當Id電流達到負載的最大允許電流ID時(shí)，此時(shí)對應的柵級電壓Vgs(pl)=Id/gFS由于此時(shí)Id電流恒定，因此柵極Vgs電壓也恒定不變，見(jiàn)圖3中的B-C，此時(shí)MOSFET處于相對穩定的恒流區，工作于放大器的狀態(tài)
開(kāi)通前，Vgd的電壓為Vgs-Vds，為負壓，進(jìn)入米勒平臺，Vgd的負電壓絕對值不斷下降，過(guò)0后轉為正電壓驅動(dòng)電路的電流絕大部分流過(guò)CGD，以?huà)叱桌针娙莸碾姾?，因此柵極的電壓基本維持不變Vds電壓降低到很低的值后，米勒電容的電荷基本上被掃除，即圖3中的C點(diǎn)，于是，柵極的電壓在驅動(dòng)電流的充電下又開(kāi)始升高，如圖3中的C-D，使MOSFET進(jìn)一步完全導通
C-D為可變電阻區，相應的Vgs電壓對應著(zhù)一定的Vds電壓Vgs電壓達到最大值，Vds電壓達到最小值，由于Id電流為ID恒定，因此Vds的電壓即為ID和MOSFET的導通電阻的乘積
基于MOSFET的漏極導通特性曲線(xiàn)可以直觀(guān)的理解MOSFET開(kāi)通時(shí)，跨越關(guān)斷區、恒流區和可變電阻區的過(guò)程米勒平臺即為恒流區，MOSFET工作于放大狀態(tài)，Id電流為Vgs電壓和跨導乘積
電路原理詳細說(shuō)明：
MOS管是電壓控制器件，其極間電容等效電路如圖4所示。
圖4. 帶外接電容C2的N型MOS管極間電容等效電路
MOS管的極間電容柵漏電容Cgd、柵源電容Cgs、漏源電容Cds可以由以下公式確定：
公式中MOS管的反饋電容Crss,輸入電容Ciss和輸出電容Coss的數值在MOS管的手冊上可以查到。
電容充放電快慢決定MOS管開(kāi)通和關(guān)斷的快慢，Vgs首先給Cgs 充電，隨著(zhù)Vgs的上升，使得MOS管從截止區進(jìn)入可變電阻區。進(jìn)入可變電阻區后，Ids電流增大，但是Vds電壓不變。隨著(zhù)Vgs的持續增大，MOS管進(jìn)入米勒平臺區，在米勒平臺區，Vgs維持不變，電荷都給Cgd 充電，Ids不變，Vds持續降低。在米勒平臺后期，MOS管Vds非常小，MOS進(jìn)入了飽和導通期。為確保MOS管狀態(tài)間轉換是線(xiàn)性的和可預知的，外接電容C2并聯(lián)在Cgd上，如果外接電容C2比MOS管內部柵漏電容Cgd大很多，就會(huì )減小MOS管內部非線(xiàn)性柵漏電容Cgd在狀態(tài)間轉換時(shí)的作用，另外可以達到增大米勒平臺時(shí)間，減緩電壓下降的速度的目的。外接電容C2被用來(lái)作為積分器對MOS管的開(kāi)關(guān)特性進(jìn)行精確控制?？刂屏寺O電壓線(xiàn)性度就能精確控制沖擊電流。
電路描述：
圖5所示為基于MOS管的自啟動(dòng)有源沖擊電流限制法電路。MOS管 Q1放在DC/DC電源模塊的負電壓輸入端，在上電瞬間，DC/DC電源模塊的第1腳電平和第4腳一樣，然后控制電路按一定的速率將它降到負電壓，電壓下降的速度由時(shí)間常數C2*R2決定，這個(gè)斜率決定了最大沖擊電流。
C2可以按以下公式選定：
R2由允許沖擊電流決定：
其中Vmax為最大輸入電壓，Cload為C3和DC/DC電源模塊內部電容的總和，Iinrush為允許沖擊電流的幅度。
圖5 有源沖擊電流限制法電路
D1是一個(gè)穩壓二極管，用來(lái)限制MOS管 Q1的柵源電壓。元器件R1，C1和D2用來(lái)保證MOS管Q1在剛上電時(shí)保持關(guān)斷狀態(tài)。具體情況是：
上電后，MOS管的柵極電壓要慢慢上升，當柵源電壓Vgs高到一定程度后，二極管D2導通，這樣所有的電荷都給電容C1以時(shí)間常數R1×C1充電，柵源電壓Vgs以相同的速度上升，直到MOS管Q1導通產(chǎn)生沖擊電流。
以下是計算C1和R1的公式：
其中Vth為MOS管Q1的最小門(mén)檻電壓，VD2為二極管D2的正向導通壓降，Vplt為產(chǎn)生Iinrush沖擊電流時(shí)的柵源電壓。Vplt可以在MOS管供應商所提供的產(chǎn)品資料里找到。
MOS管選擇
以下參數對于有源沖擊電流限制電路的MOS管選擇非常重要：
l 漏極擊穿電壓 Vds
必須選擇Vds比最大輸入電壓Vmax和最大輸入瞬態(tài)電壓還要高的MOS管，對于通訊系統中用的MOS管，一般選擇Vds≥100V。
l 柵源電壓Vgs
穩壓管D1是用來(lái)保護MOS管Q1的柵極以防止其過(guò)壓擊穿，顯然MOS管Q1的柵源電壓Vgs必須高于穩壓管D1的最大反向擊穿電壓。一般MOS管的柵源電壓Vgs為20V，推薦12V的穩壓二極管。
l 導通電阻Rds_on.
MOS管必須能夠耗散導通電阻Rds_on所引起的熱量，熱耗計算公式為：
其中Idc為DC/DC電源的最大輸入電流，Idc由以下公式確定：
其中Pout為DC/DC電源的最大輸出功率，Vmin為最小輸入電壓，η為DC/DC電源在輸入電壓為Vmin輸出功率為Pout時(shí)的效率。η可以在DC/DC電源供應商所提供的數據手冊里查到。MOS管的Rds_on必須很小，它所引起的壓降和輸入電壓相比才可以忽略。
圖6. 有源沖擊電流限制電路在75V輸入，DC/DC輸出空載時(shí)的波形
設計舉例
已知：Vmax=72V
Iinrush=3A
選擇MOS管Q1為IRF540S
選擇二極管D2為BAS21
按公式(4)計算：C2>>1700pF。選擇 C2=0.01μF;
按公式(5)計算：R2=252.5kW。選擇 R2=240kW，選擇R3=270W<
按公式(7)計算：C1=0.75μF。選擇 C1=1μF;
按公式(8)計算：R1=499.5W。選擇 R1=1kW
圖6所示為圖5 電路的實(shí)測波形，其中DC/DC電源輸出為空載。
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