【導讀】當ADC的模擬輸入被驅動(dòng)至額定滿(mǎn)量程輸入電壓時(shí)，ADC提供最佳性能。但在許多應用中，最大可用信號與額定電壓不同，可能需要調整。用于滿(mǎn)足這一要求的器件之一是可變增益放大器(VGA)。了解VGA如何影響ADC的性能，將有助于優(yōu)化整個(gè)信號鏈的性能。
本文分析一個(gè)采用雙通道16位、125/105/80 MSPS、流水線(xiàn)ADC AD9268和超低失真中頻VGA AD8375的電路中的噪聲。信號鏈包括一個(gè)VGA（在+6 dB增益設置下使用）、一個(gè)五階巴特沃茲低通濾波器（–3 dB滾降頻率為100 MHz）和ADC。本文將給出放大器和濾波器的噪聲計算，因為這些噪聲決定ADC在目標頻段內的動(dòng)態(tài)性能。
問(wèn)題
許多采用高速ADC的實(shí)際應用都需要某種驅動(dòng)器、放大器或增益模塊，用以將輸入信號縮放到滿(mǎn)量程模擬輸入范圍1，確保獲得最佳信噪比 (SNR)和無(wú)雜散動(dòng)態(tài)范圍(SFDR)。此外，差分放大器也可以將單端信號轉換為差分信號來(lái)驅動(dòng)ADC。這些器件都是有源器件，因而會(huì )增加ADC前端的噪聲。此噪聲在工作帶寬內的積分會(huì )降低轉換性能。
針對具體應用，適當ADC的選擇取決于許多因素，包括：
● 模擬輸入范圍
● 輸入頻率/帶寬
● 所需分辨率/SNR
● 所需SFDR
某些應用同時(shí)要求高動(dòng)態(tài)范圍和高分辨率。AD9268在70 MHz中頻提供78.2 dBFS（dB相對于滿(mǎn)量程）的SNR和88 dBc的SFDR，非常適合此類(lèi)應用。
AD9268
● 信噪比(SNR)：78.2 dBFS (70 MHz)
● 無(wú)雜散動(dòng)態(tài)范圍(SFDR)：88 dBc (70 MHz)
● 低功耗：750 mW (125 MSPS)
● 1.8 V模擬電源供電
● 1.8 V CMOS或LVDS輸出電源
● 1至8整數輸入時(shí)鐘分頻器
● 中頻采樣頻率達300 MHz
● 小信號輸入噪聲：−153.6 dBm/Hz（200 Ω輸入阻抗、70 MHz、125 MSPS）
● 可選片內抖動(dòng)
在系統層面，ADC前端可以使用放大器、變壓器或巴倫，但使用放大器的實(shí)現方案最為常見(jiàn)。使用放大器的原因可以是下面的一條或幾條：
● 為輸入信號提供增益以提高ADC分辨率
● 緩沖或變換輸入源與ADC之間的阻抗
● 將單端輸入信號轉換為差分輸出信號
AD8375
● 24引腳，4 mm × 4 mm LFCSP封裝
● 5 V單電源供電
● 關(guān)斷特性
● 噪聲系數：8 dB（最大增益時(shí)）
● 增益范圍：-4 dB至+20 dB
● 差分輸入與輸出
● 帶寬：630 MHz (−3 dB)
● 并行5位控制接口
● 提供穩定的SFDR與增益變化關(guān)系
● 步長(cháng)：1 dB ± 0.2 dB
● 輸出IP3：~50 dBm (200 MHz)
● 輸出P1dB：19 dBm (200 MHz)
AD8375 VGA可以用來(lái)將單端信號轉換為差分信號，同時(shí)它能在不同增益設置下保持高線(xiàn)性度和一致的噪聲性能。這些特性使它成為在較高中頻下驅動(dòng)ADC的上好選擇。糟糕的是，信號鏈中的有源器件（即放大器），可能會(huì )限制ADC的性能。
示例
圖1給出了噪聲計算所用的電路拓撲結構。AD8375具有高阻抗差分輸出(16 kΩ||0.8 pF)。放大器通過(guò)一個(gè)五階低通抗混疊濾波器(AAF)與ADC接口，該AAF具有100 MHz帶寬和150 Ω輸入/輸出阻抗。圖1所示電路的頻率響應如圖2所示。
圖1. AD8375、AAF和AD9268信號鏈
圖2. AD8375、AAF和AD9268信號鏈的頻率響應
性能
系統設計師不會(huì )期望驅動(dòng)ADC輸入端的放大器降低系統的總體動(dòng)態(tài)性能，但針對某一應用選擇的驅動(dòng)器和ADC組合，并不意味著(zhù)它能在另一應用中提供同樣出色的性能。利用本文所述技術(shù)，系統工程師可以在選擇放大器之前估計預期的性能。
圖3顯示了兩種不同的設置。圖3(a)利用無(wú)源耦合連接轉換器，是客戶(hù)評估板的默認選項。無(wú)源前端網(wǎng)絡(luò )利用變壓器或巴倫，以及一個(gè)滾降頻率約為200 MHz的無(wú)源低通濾波器，將單端信號轉換為差分信號。圖3(b)顯示的可選放大器路徑。這兩種設置貢獻的噪聲比較如下。利用低中頻(10 MHz)時(shí)的單音快速傅里葉變換(FFT)來(lái)計算放大器增加的噪聲。
圖3. 典型ADC前端：(a) 無(wú)源；(b) 有源
噪聲分析通常使用兩種技術(shù)，但每種技術(shù)都很麻煩。噪聲譜密度(NSD)定義單位帶寬的噪聲功率。對于A(yíng)DC，其單位為均方dBm/Hz或dBFS/Hz；對于放大器，其單位為均方根nV/√Hz。用放大器驅動(dòng)ADC時(shí)，這種單位的不一致性構成系統噪聲計算的障礙。
噪聲系數(NF)是輸入SNR與輸出SNR的對數比，用dB表示。這一特性通常為RF工程師所用，在純RF環(huán)境下很有意義，但在帶ADC的信號鏈中使用NF計算，可能會(huì )導致令人誤解的結果。
另一種更有效的技術(shù)是對噪聲密度進(jìn)行“反歸一化”處理，將其表示為均方根噪聲電壓，而不是均方電壓。這種方法直截了當，能夠對系統噪聲進(jìn)行清晰的分析，下面將予以說(shuō)明。
圖4和圖5分別顯示這兩個(gè)前端的低頻單音FFT。注意，無(wú)源前端的SNR為77.7-dBFS，而有源前端的SNR為72.5-dBFS，比ADC的預期性能低5.2 dBFS。
圖4. 圖3a電路10 MHz模擬輸入音的FFT
圖5. 圖3b電路10 MHz模擬輸入音的FFT
分析
圖3a與圖3b所示設置的唯一不同是信號鏈中增加了放大器，因此可以放心地說(shuō)，性能降低是由放大器的噪聲引起的。下面的計算有助于了解放大器帶來(lái)的噪聲。
首先，按照數據手冊的規定，使用轉換器的滿(mǎn)量程差分輸入電壓。將峰峰值電壓除以2√2得到均方根電壓，即0.707 V rms。
(1)基于A(yíng)DC在10 MHz時(shí)的典型SNR，轉換器的噪聲貢獻為
(2)
(3)VNOISE, ADC = 92.2 μV rms， 帶放大器前端的系統SNR為 = 72.5 dBFS, 利用公式3計算系統噪聲得到168 μV rms。
(4)
(5)從公式4得到的系統噪聲是ADC和VGA的合并噪聲。放大器噪聲可以利用公式5計算，結果為140 μV rms。這表明，放大器噪聲至少比ADC噪聲大50%，因此它是系統交流性能的限制因素。
注意，必須判斷計算得到的VNOISE, AMP值是否與放大器的數據手冊一致。在150 Ω差分輸出阻抗下，額定噪聲譜密度約為20 nV/√Hz。
雖然數據手冊聲稱(chēng)VGA的噪聲基本上不隨增益而變化，但此噪聲會(huì )隨負載而變化，因此噪聲譜密度應根據放大器輸出驅動(dòng)的總阻抗進(jìn)行縮放。放大器的差分輸出阻抗很大(16 kΩ||0.8 pF)，因此放大器看到的阻抗（見(jiàn)圖1）可以計算如下：
利用此數值，本應用中AD8375的減額噪聲譜密度可以通過(guò)公式6計算：
(6)注意，利用實(shí)際濾波器計算系統噪聲時(shí)，噪聲帶寬的形狀與理想濾波器不同。頻率響應的這種差別用“形狀因子”這一術(shù)語(yǔ)來(lái)定義，反映滾降區中的噪聲。形狀因子取決于濾波器的階數，是噪聲帶寬與–3 dB帶寬的比值。濾波器的極點(diǎn)越多，形狀因子越接近1。這一關(guān)系可從表1看出。
表1. 系統階數與形狀因子的關(guān)系
圖1示例的形狀因子為1.02。利用公式6計算放大器注入的噪聲：
VGA注入系統的這一估計噪聲值與利用公式5算得的測量值非常吻合，證明由AD8375和AD9268組成的信號鏈的性能主要取決于放大器。
結束語(yǔ)
許多情況下，系統信號鏈需要一個(gè)放大器（VGA或增益模塊）來(lái)將滿(mǎn)量程信號驅動(dòng)到ADC。系統設計師必須了解不同放大器選擇導致的ADC性能降低情況。利用所選放大器和ADC進(jìn)行設計之前，設計師可以利用本文所述的方法計算放大器的噪聲分布，估計預定系統實(shí)現方案的預期動(dòng)態(tài)性能（通過(guò)SNR表示）。
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