【導讀】隨著(zhù)時(shí)代的發(fā)展，電源被設計得越來(lái)越小，卻越來(lái)越高效，而在節能倡議和客戶(hù)期望的推動(dòng)下，電源還需要具有功率因子校正（PFC）功能。通過(guò)減少諧波含量和被動(dòng)電源引起的電力線(xiàn)損耗來(lái)降低對交流市電基礎設施的壓力，這給電源設計人員帶來(lái)了不小的挑戰。
本文將討論一個(gè) 300 W、20 V 單相交流輸入電源設計，該電源具有超過(guò) 36 W/in3 的高功率密度，且滿(mǎn)載效率為94.55%。表1 總結了其關(guān)鍵性能特征，圖1 顯示了該電源。經(jīng)由先進(jìn)的圖騰柱 PFC 控制器控制前端 PFC，且 PFC 由 GaN 集成驅動(dòng)器所驅動(dòng)，后端由頻率 500 kHz 的高頻 LLC 級，配合輸出同步整流，可實(shí)現高功率密度。
表 1. 300 W 超高密度電源性能總結
圖 1. 300 W 超高密度電源
功率因子校正 — 頻率箝位臨界導通模式
標準電源的拓撲結構如圖2 所示，由一個(gè)整流器和一個(gè)輸入升壓級組成。輸入整流器級中存在高損耗，不僅會(huì )降低效率，還會(huì )增加電源的尺寸。我們將使用圖2 中的電路來(lái)解釋超高密度電源的圖騰柱 PFC 控制器中使用的頻率箝位臨界導通模式。
圖 2. 橋式整流器后接單相 PFC 級
有源整流或功率因子校正的目的是調節輸入電流 iIN 與輸入電壓 vIN 成比例且同相位。此時(shí)電路就等同于一個(gè)理想電阻，其功率因子等于 1，且無(wú)諧波失真。然而實(shí)際上，要實(shí)現這一點(diǎn)會(huì )受到眾多限制。
圖2 所示的電路需要控制兩個(gè)變量：大電容或總線(xiàn)電容上的電壓 VBUS ，和電源周期內的輸入電流 iIN。通過(guò)將總線(xiàn)電壓設置為高于交流輸入電壓的峰值，可以使用升壓級控制兩個(gè)獨立變量（允許總線(xiàn)電壓出現低頻交流紋波）。進(jìn)而控制一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內的平均輸入電流 iIN ，與一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內的平均輸入電壓 vIN 成比例。NCP1680 圖騰柱 PFC 控制器以接近臨界導通模式的非連續導通模式運行。
將 t1=tON 定義為電感充電（累積能量）的導通時(shí)間，t2 定義為部分關(guān)斷時(shí)間，此時(shí)電感（存儲的能量）提供泄磁電流，t3 定義為另一部分關(guān)斷時(shí)間，此時(shí)電感電流隨開(kāi)關(guān)和其他輸出電容振蕩，T=tON+t2+t3，L 為電感，非連續導通模式下 iIN 與 vIN 的關(guān)系為：
我們將通過(guò)數學(xué)模型來(lái)分析控制方法，并透過(guò) T、tON、t2 和 t3 的圖形顯示。我們可以看到，iIN 和 vIN 之間有可能成正比的關(guān)系式。tON 項來(lái)自設計帶寬在 5 到 10 Hz 之間的低帶寬控制環(huán)路；因此，它在最低頻率為 30 kHz 的快速開(kāi)關(guān)周期內保持恒定。
如果 t3 為零，則 t1 + t2 項將與 T 相抵。但是，t3 通常不為零，因此我們需要對此進(jìn)行處理。我們調整 tON 值，使 iIN 與 vIN 成比例。
電感值和數據手冊中的 tONMAX 值決定了給定輸入電壓和假定效率 η 下的最大輸出功率。
一般來(lái)說(shuō)，t3 永遠不會(huì )是零（我們稍后將討論），因此我們需要通過(guò)一個(gè)因子來(lái)微調 tON 的值。t1、t2 和 T 的值源自前一個(gè)開(kāi)關(guān)周期。
因此，即使 t3 不為零，現在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內的平均輸入電流 iIN 也與一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內的平均輸入電壓 vIN 成比例。
PFC 控制回路的低帶寬意味著(zhù)對負載變化的響應較慢。PFC 控制器測量總線(xiàn)電壓。如果負載顯著(zhù)增加，則總線(xiàn)電壓將降低。如果它降低到一定電平以下，PFC 控制器將啟動(dòng)動(dòng)態(tài)響應增強器 (DRE)，它能有效使 tON 的值暫時(shí)增加，從而實(shí)現更好的負載調節。如果總線(xiàn)電壓超過(guò)某個(gè)電平，則控制電壓會(huì )分四階段下降到零，每階段持續 100 μs，直到總線(xiàn)電壓降下來(lái)。（如果它超過(guò)一個(gè)更高的電平，則立即停止開(kāi)關(guān)）。
回到關(guān)于 T、t1、t2 和 t3 波形的討論，圖3 顯示了圖2 中的升壓電路，使用一個(gè)脈沖模擬激勵時(shí)的波形，并顯示導通時(shí)間 t1 和關(guān)斷時(shí)間 t2 中的電感電流波型。由于只有一個(gè)脈沖，因此沒(méi)有定義 T 和 t3。該圖旨在確定再次導通的最佳時(shí)間，分別標記為 P、Q 或 R 的時(shí)間點(diǎn)。為便于說(shuō)明，在用于生成這些波形的模擬中，將輸出開(kāi)關(guān)電容設置為高于常用值。
如果 MOSFET 在標記為 P 的時(shí)間導通，則電路器件以零電流、高電壓導通。存儲在 MOSFET 和寄生電容中的能量必須通過(guò) MOSFET 溝道放電，這會(huì )造成損耗。如果 MOSFET 在標記為 Q 的時(shí)間導通，則電路器件也會(huì )以零電流導通，但電壓要比之前低得許多。存儲在 MOSFET 中的能量也比之前低得多，因此將顯著(zhù)降低導通能量 (EON) 損耗。如果 MOSFET 在標記為 R 的時(shí)間導通，導通損耗會(huì )略高，因開(kāi)關(guān)周期之間的時(shí)間較長(cháng)，而使得開(kāi)關(guān)頻率較低：總功耗是 EON 乘以頻率。
圖 3. 單脈沖激勵升壓電路
我們假設最小輸入電流峰值為 1 A。t1 時(shí)間非常短，可能是 5 μs，然后是稍長(cháng)的 t2 時(shí)間。所以 t1 + t2 是 11 μs，而不是我們在圖3 中看到的大約 45 μs。如果開(kāi)關(guān)在漏極電壓的第一個(gè)波谷打開(kāi)，則開(kāi)關(guān)頻率會(huì )高得許多，而在最后一個(gè)波谷打開(kāi)，則開(kāi)關(guān)頻率會(huì )降低許多。
對于 300 W 應用中的圖騰柱控制器，NCP1680AA 版本的開(kāi)關(guān)頻率最高限制為 130 kHz。對于大電流開(kāi)關(guān)周期，其開(kāi)關(guān)周期較長(cháng)，因此開(kāi)關(guān)頻率較低。對于小電流開(kāi)關(guān)周期，開(kāi)關(guān)頻率將增加到 130 kHz。當達到此頻率限制值時(shí)，其頻率將被箝位直到下一個(gè)脈沖，此脈沖在 1/130 kHz 時(shí)間之后出現。在輕負載時(shí)，頻率折返有助于提高效率，始終確保頻率高于 25 kHz 的頻率箝位限制，以確保沒(méi)有音頻范圍內的噪聲出現。有關(guān) NCP1680 的更多詳細信息，請參閱數據手冊[1]。
功率因子校正 — 集成GaN驅動(dòng)器
圖2 所示電路包括 4 個(gè)橋式整流二極管和 1 個(gè)升壓二極管。本文介紹的 300 W 電源具有高效率的三個(gè)原因之一是采用了去除了橋式整流器的圖騰柱拓撲，并使用快速開(kāi)關(guān) MOSFET 取代升壓二極管。圖騰柱拓撲去除了整流器，具體說(shuō)明如下——考慮下面圖4a 中的電路。電感、電容、MOSFET S1 和標記為 S2 的二極管構成了一個(gè)標準升壓電路，并于正半周期間工作。旁路二極管可防止在啟動(dòng)或特定異常情況下發(fā)生電感飽和。標記為 SR1 的整流二極管在正半周期間導通，并在輸入電壓處于負相時(shí)阻止動(dòng)作。
圖4b 中的電路顯示了負半周期間所需的升壓電路。電感、電容、MOSFET S2 和標記為 S1 的二極管構成標準升壓電路的負半周版本，并在升壓電路導通路徑中配備了一個(gè)整流二極管 SR2。
圖 4. 正相和負相升壓電路
圖5 顯示了圖4 中的電路與圖騰柱 PFC 標準電路圖的組合。電路中有兩個(gè)二極管（SR1 和 SR2），可以用 MOSFET 代替，以獲得更高的效率。這些二極管在圖騰柱工作期間導通，但切換頻率只有 50/60 Hz。旁路二極管僅在啟動(dòng)（浪涌電流期間）時(shí)導通，因此使用 MOSFET 代替它們沒(méi)有任何好處。
圖 5. 采用二極管的圖騰柱 PFC 電路
圖6 顯示了采用高速 GaN HEMT 和低速超結 MOSFET 的圖騰柱 PFC 拓撲。在正半周波期間，SR1 在整個(gè)周期內導通，并為圖4a 所示的同步升壓電路提供接地路徑。S1 動(dòng)作如異步升壓級中的升壓開(kāi)關(guān)，S2 動(dòng)作如異步升壓級中的升壓二極管。同樣，在負半周波期間，SR2 在整個(gè)周期內導通，并為圖4b 所示的電路提供接地路徑。在異步升壓級中，S2 充當升壓開(kāi)關(guān)，S1 則充當升壓二極管。
圖 6. 采用 LLC GaN 半橋和 SJ MOSFET 的圖騰柱 PFC 電路
組件 SR1 和 SR2 在低頻下開(kāi)關(guān)，因此它們可以是低速器件，電源使用超結 MOSFET 實(shí)現此功能。需要附加電容，如果不加電容，過(guò)零點(diǎn)轉換太快，會(huì )導致潛在的 EMI 問(wèn)題。如果電容太大，則 THD 性能會(huì )變差。NCP1680 控制器具有特殊的過(guò)零點(diǎn)序列脈沖，可優(yōu)化過(guò)零點(diǎn)性能。
組件 S1 和 S2 使用集成 GaN 驅動(dòng)器器件實(shí)現。這些器件將 GaN 器件和驅動(dòng)器集成到一個(gè)封裝中，從而降低線(xiàn)路寄生電感并解決了驅動(dòng) GaN 器件的復雜性。集成 GaN 驅動(dòng)器安裝在 IMS 基板上，以便在此設計中實(shí)現更好的冷卻，進(jìn)而無(wú)需在 PCB 上安裝體積龐大的散熱器。采用集成驅動(dòng)器 GaN 器件是該 300 W 電源的功率密度如此之高的第二個(gè)原因。
功率因子校正 — NCP1680 圖騰柱 PFC 控制器
圖7 顯示了 300 W 超高密度電源的主要電路。上一節中描述的圖騰柱電路位于圖的左側，由 NCP1680 驅動(dòng)。圖騰柱中的電感帶有一個(gè)輔助繞組，連接到圖騰柱 PFC 控制器。
圖騰柱 PFC 電路中 PFC 功能的工作原理與上一節介紹的標準升壓拓撲類(lèi)似。主要區別在于：
● 圖騰柱 PFC 控制器必須從在正交流相位期間使用低壓側 MOSFET 開(kāi)關(guān)作為升壓開(kāi)關(guān)，改變?yōu)樵谪摻涣飨辔黄陂g使用高壓側 MOSFET 開(kāi)關(guān)作為升壓開(kāi)關(guān)。
● 圖騰柱 PFC 控制器可以驅動(dòng)高壓側 MOSFET 以在正交流相位期間提供二極管功能，并驅動(dòng)低壓側 MOSFET 以在負交流相位期間提供二極管功能，從而提高效率。在輕負載時(shí)，驅動(dòng) MOSFET 的額外損耗超過(guò)降低導通損耗帶來(lái)的好處，因此停用此開(kāi)關(guān)。
● 圖騰柱 PFC 控制器可以通過(guò)檢測圖騰柱輸入電壓相位以驅動(dòng)低速器件，更可提高效率。
圖騰柱 PFC 控制器還能自動(dòng)優(yōu)化死區時(shí)間和降低過(guò)零性點(diǎn)提升性能的復雜問(wèn)題，詳情請參見(jiàn) NCP1680 數據手冊[1]。
圖7 顯示 NCP1680 有五個(gè)輸入端。如上一節所述，兩個(gè)連接（AC+ 和 AC-）用于確定交流線(xiàn)路的相位，一個(gè)連接用于測量 PFC 控制所需的總線(xiàn)電壓。通過(guò) ZCD 引腳執行 PFC 中的電流監控。該電流測量有助于確定 t2 周期何時(shí)結束，也可用于過(guò)流保護。漏極電壓振鈴監控位于 AUX 引腳上，用來(lái)確定漏極電壓振鈴中的最小值，以?xún)?yōu)化開(kāi)關(guān)性能。
除了控制功能外，這些引腳上檢測到的電壓位準和波形還用于保護和其他控制目的。例如，使用 AC+ 和 AC- 引腳上測得的電壓判斷低電壓/高電壓和掉電保護。欠壓、軟過(guò)壓、快速過(guò)壓保護和動(dòng)態(tài)響應增強器都使用 FB 輸入端測得的電壓判斷。
VCC 供應來(lái)自 DC-DC 轉換器級。一旦 LLC 控制器高壓?jiǎn)?dòng)電路提供的能量足以啟動(dòng) PFC，它就會(huì )開(kāi)始工作。成功啟動(dòng)后，兩個(gè)控制器均由 LLC 變壓器輔助繞組和穩壓器供電。圖騰柱控制器附近的電路板上有一個(gè)熱敏電阻，可在控制器集成的過(guò)熱保護功能之外，提供額外的過(guò)熱保護。
此設計使用圖騰柱 PFC 控制器的跳過(guò) (SKIP) 或待機模式。極性指示信號顯示器件檢測到的是交流正半周期還是負半周期。前級 PFC OK 信號饋入 LLC 并指示大容量電容上的正確電壓范圍。
圖 7. 300 W 超高密度電源
應用筆記 AND90147/D [2] 闡述了如何設置設計的組件值。使用 [2] 中列出的等式 1-4 計算并選擇電感值，計算值參見(jiàn)下表2。
表 2.圖騰柱電感值的計算
大容量電容值為 2 x 100 μF，符合[2] 中的公式 5，符合標準紋波計算公式。還需要高頻去耦電容，尤其要注意 PFC 級之后 LLC 級的高速開(kāi)關(guān)。
選擇 NTMT064N65S3H 超結 MOSFET 作為慢速橋臂組件 SRL1 和 SRL2，其 RDS(ON) 典型值為 52 mΩ?？紤]到 RDS(ON) 會(huì )隨溫度而變化，我們可以假設兩個(gè) RDS(ON) 為 100 mΩ。使用分段近似法計算電感 RMS 電流為 5.22 A。SRL1 和 SRL2 的總損耗為 2.8 W，由兩個(gè)器件分擔—每個(gè)器件僅導通半個(gè)周期。所以每個(gè)器件的損耗是 1.4W。使用 Power88 封裝時(shí)，假定 RTHJA 為 50 K/W，則引起的溫升約為 70°C。
兩個(gè)超結 MOSFET 由 NCP5183 驅動(dòng)器驅動(dòng)，SRL1 位于高壓側，SRL2 位于低壓側。請注意因為功率器件為 50 Hz 或 60 Hz 的低開(kāi)關(guān)頻率，自舉驅動(dòng)器需要一個(gè) 2.2 F 的電容。
選擇 NCP59821 集成 GaN 驅動(dòng)器器件，作為組件 S1 和 S2。這些器件包括一個(gè) GaN 驅動(dòng)器 + GaN HEMT。GaN HEMT 的 RDS(ON) 為 50 mΩ。RDS(ON) 會(huì )隨著(zhù)溫度升高而增加，因此我們使用 100 mΩ 進(jìn)行損耗計算。使用分段近似法計算 GaN HEMT 順向和反向 RMS 電流，分別為 4.45 A 和 2.73 A，RMS 平均值為 3.69 A。
GaN 的主要優(yōu)勢是開(kāi)關(guān)損耗低至可忽略不計。因此，快速開(kāi)關(guān)器件的總損耗僅為每個(gè)器件 1.36 W。
使用 NCP51530 接面隔離式柵極驅動(dòng)器作為電平轉換器，并為集成 GaN 驅動(dòng)器提供信號?？蓪⑺醋魇?NCP5183 的高速版本，適合高頻工作。NCP1680 的高壓側和低壓側驅動(dòng)輸出在饋入 NCP51530 之前，先經(jīng)過(guò) 10Ω/100 pF 低通濾波器濾波。
讓我們來(lái)看一下 NCP1680 的檢測輸入。兩個(gè)輸入用于交流線(xiàn)路檢測、一個(gè)輸入用于電流檢測、一個(gè)輸入用于輸出電壓檢測、一個(gè)輸入來(lái)自升壓電感器的輔助繞組并用于準確檢測波谷。AC 線(xiàn)路的檢測輸入由 100 kΩ 和 9.9 MΩ 的電阻分壓器組成，按照數據手冊的建議，分壓系數為 100。通常建議將高壓電阻分成串聯(lián)電阻，以滿(mǎn)足爬電距離和安全要求。1 nF 電容可過(guò)濾引腳上的噪聲。
NCP1680AA 的推薦電流檢測電阻值為 100 mΩ。不同版本的 NCP1680 會(huì )有不同的電流檢測閾值，因此需要對該值進(jìn)行調整。值越大，損耗越大，但抗噪聲能力越強。該電阻在低輸入電壓線(xiàn)路的功耗相對總損耗的貢獻約為 5-6%。
升壓電感的輔助繞組用于檢測波谷，匝數比為 7:1。配備了一個(gè) 10k 串聯(lián)電阻用于限流，還有一個(gè) 470k 下拉電阻。肖特基二極管提供反向電壓保護。
PFC 輸出電壓分壓器的高壓側電阻設置為 10.9 MΩ。該值越小，抗噪聲能力越高，但功耗越大。通常建議將高壓電阻分成串聯(lián)電阻，以滿(mǎn)足爬電距離和安全要求。分壓器設置所需的輸出電壓，根據參考文獻[1]，低壓側使用 68 kΩ 的電阻可提供 403 V 的輸出電壓。并且需要一個(gè)具有 5 kHz 截止頻率（10 kHz 采樣頻率）的抗混迭濾波器，參考應用使用一個(gè) 1 nF 的電容。
LLC級 —NCP13994電流模式LLC控制器
圖8 顯示了 300 W 超高密度電源中使用的 LLC 級。S1 和 S2 構成一個(gè)半橋。諧振橋由三個(gè)組件構成：電感 Lr、電容 Cr 以及匝數比為 n 且具有大磁化電感 Lm 的變壓器。變壓器的中心抽頭輸出連接到兩個(gè) MOSFET、輸出電容和負載。
圖 8. 具有中心抽頭半橋輸出級的半橋 LLC 諧振轉換器
此拓撲結構具有 Q1 和 Q2 的零電壓開(kāi)關(guān)特性。圖9 顯示了 QUP (S1) 兩端的電壓和流經(jīng) QUP 的電流模擬波形。當漏極電流為負時(shí) QUP 導通，因此會(huì )有反向導通電流，這意味當器件為硅 MOSFET 或 SiC MOSFET 時(shí)，該器件的體二極管將被導通。與大約 400 V 的 VBUS 電壓相比，電壓轉換過(guò)程中只有幾伏電壓，因此消除了 EON 開(kāi)關(guān)損耗。
圖 9.LLC 波形
應用筆記 AN-9738 [3] 對 LLC 轉換器的低頻增益特性進(jìn)行推導。增益取決于 Lr、Lm、Cr、n 和負載 Ro。利用[3] 中的公式，我們繪制了 300 W 超高密度電源的低頻增益特性，如圖10 所示。
圖 10. 300 W UHD 電源中 LLC 電路的理論增益-頻率曲線(xiàn)
這些曲線(xiàn)圖顯示 LLC 轉換器在不同負載下的增益。在我們的設計中，100% 負載為 300 W。該曲線(xiàn)圖顯示增益隨頻率而降低，此為零電壓開(kāi)關(guān)的要求：電流過(guò)零遲于電壓過(guò)零。
LLC 存在兩個(gè)諧振頻率。在我們的范例中，[3] 中定義的諧振頻率 fo 是增益為 1 時(shí)的頻率，為 442 kHz。[3] 中描述的諧振頻率 fp 是空載曲線(xiàn)的峰值，負載增加時(shí)該峰值的值會(huì )降低。如果器件工作在增益隨頻率增加的情況下，則會(huì )出現硬開(kāi)關(guān)和回饋信號反向的現象，如果諧振回路設計得當，控制器本身可以防止這種情況發(fā)生。
300 W 高功率密度板操作于諧振頻率以上。返回圖7，LLC 控制器有一組高壓?jiǎn)?dòng)電路，用于啟動(dòng)時(shí)為控制器供電。一旦控制器開(kāi)始工作，變壓器上的輔助繞組會(huì )為器件供電并停止高壓?jiǎn)?dòng)電流源，直到再次需要時(shí)啟用。當 AC 斷電時(shí)，它會(huì )幫 EMI 濾波器中的 X 電容放電，這意味著(zhù)不需要額外的電阻為該電容放電，從而節省了待機功率。
NCP13994 控制器[4] 集成了高壓半橋驅動(dòng)器，因此無(wú)需外部驅動(dòng)器或電平轉換器。高壓側驅動(dòng)器帶有一個(gè)可以?xún)?yōu)化的外部自舉電路。該 LLC 控制器可驅動(dòng)兩個(gè) GaN HEMT 器件，有助于提高電路板的效率。
此 LLC 控制器為電流模式 LLC 控制器—CS 通過(guò)諧振電容上面電容分壓器的電壓檢測初級側電流。由于電流波形可能有不同形狀，實(shí)際過(guò)程是在開(kāi)關(guān)周期內對電流波形進(jìn)行積分，并測量該周期內的電荷。電流模式控制可實(shí)現出色的動(dòng)態(tài)響應，并針對每個(gè)脈沖達到限流功能。NCP13994 數據手冊、NCP4390 控制器應用筆記[5] 和 3 kW LLC 功率研討會(huì )白皮書(shū)更詳細地闡述了電流模式控制運行。LLC CS 和 LLC FB 引腳用于監控諧振電流和輸出電壓的隔離信號，以實(shí)現這種電流模式控制。
FB FREEZE 和 SKIP 引腳設置 SKIP 工作模式的閾值，以確保輕負載時(shí)的良好效率。與 NCP1680 一樣，NCP13994 也有一個(gè)外部過(guò)熱保護引腳。
LLC 級—NCP4306 同步整流控制器和 LFPAK4 60 V 3 mΩ MOSFET
使用圖騰柱 PFC 和 GaN HEMT 之后的第三個(gè)方法是使用同步整流。兩個(gè) NCP4306 同步整流控制器分別驅動(dòng)兩個(gè)并聯(lián)的 NTMYS3D3N06CL LFPAK 60 V 3 mΩ MOSFET?？刂破鳈z測 MOSFET 上的電壓并在導通時(shí)將其打開(kāi)。低寄生電感對于防止過(guò)早關(guān)斷至關(guān)重要，因為過(guò)早關(guān)斷會(huì )降低效率。NCP4306 具有最小導通時(shí)間和最小關(guān)斷時(shí)間設置，以及一個(gè)定時(shí)器以支持輕載和中等功率 LLC 工作——詳細說(shuō)明請參閱 NCP4306 資料手冊[6]。
300 W 電源性能總結
有關(guān)電源性能的更多詳細信息，請參閱我們的電源研討會(huì )演示文稿[7]。整體設計符合 134 mm x 62 mm x 18 mm 的最小外形尺寸。它在寬功率范圍內具有出色的效率表現，另外低于170 mW 待機功耗適合該功率范圍應用，所以是一個(gè)無(wú)需輔助電源的理想解決方案。
圖 11.300W 電源性能總結
參考文獻
[1] NCP1680：圖騰柱臨界傳導模式 (CrM) 功率因子校正控制器，數據手冊 www.onsemi.cn
[2] AND90147/D：NCP1680——CrM 圖騰柱 PFC IC 技巧與訣竅 www.onsemi.cn
[3] AN-9738 使用 FL7930B 和 FAN7621S 進(jìn)行 LED 街道照明設計的 150W 電源設計指南 www.onsemi.cn
[4] NCP13994：集成高壓驅動(dòng)器的電流模式諧振控制器，高性能，有源 X2 放電，數據手冊 www.onsemi.cn
[5] NCP4390：具有同步整流器控制的諧振控制器，增強型輕負載，數據手冊 www.onsemi.cn
[6] NCP4306：次級端同步整流驅動(dòng)器，適用于高能效 SMPS 拓撲，資料手冊 www.onsemi.cn
[7] 300W 超高密度電源研討會(huì )演示文稿，2022 年 10 月 www.onsemi.cn
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