【導讀】功率因素校正為將電源的輸入電流塑形為正弦波并與電源電壓同步，最大化地從電源汲取實(shí)際功率。 在完美的 PFC 電路中，輸入電壓與電流之間為純電阻關(guān)系，無(wú)任何輸入電流諧波。 目前，升壓拓撲是 PFC 最常見(jiàn)的拓撲。在效率和功率密度的表現上，必須要走向無(wú)橋型，才能進(jìn)一步減少器件使用，減少功率器件數量與導通路徑上的損耗。 在其中，圖騰柱功率因素校正電路（totem-pole PFC）已證明為成功的拓撲結構，其控制法亦趨于成熟。

1.前言

功率因素校正為將電源的輸入電流塑形為正弦波并與電源電壓同步，最大化地從電源汲取實(shí)際功率。 在完美的 PFC 電路中，輸入電壓與電流之間為純電阻關(guān)系，無(wú)任何輸入電流諧波。 目前，升壓拓撲是 PFC 最常見(jiàn)的拓撲。在效率和功率密度的表現上，必須要走向無(wú)橋型，才能進(jìn)一步減少器件使用，減少功率器件數量與導通路徑上的損耗。 在其中，圖騰柱功率因素校正電路（totem-pole PFC）已證明為成功的拓撲結構，其控制法亦趨于成熟。

一般而言，超級結MOSFET（Super junction MOSFET）在圖騰柱的應用，尤其是針對連續導通模式，效能將會(huì )大打折扣。原因是在控制能量的高頻橋臂在切換過(guò)程中產(chǎn)生的硬切損耗與寄生二極管的反向恢復損耗。為克服此應用問(wèn)題，目前在市面上采用的對策多為采用寬禁帶半導體。

為了實(shí)現在圖騰柱PFC使用常見(jiàn)的開(kāi)關(guān)器件，本文介紹預充電電路的解決方案。 相較采用寬禁帶半導體，此方案的功率半導體器件較普遍且容易取得，提供給使用者做為設計參考。

2.基本工作原理

在介紹新方法之前，首先介紹超級結半導體開(kāi)關(guān)切換瞬時(shí)特性。因為半導體設計趨勢仍在降低開(kāi)關(guān)損耗以提升產(chǎn)品功率密度，即降低在開(kāi)關(guān)切換過(guò)程中V-I 交越的損耗，常見(jiàn)半導體廠(chǎng)商的做法為將開(kāi)關(guān)等效輸出電容（C_oss）特性設計為非線(xiàn)性曲線(xiàn)：在低壓時(shí)，C_oss值較大，隨著(zhù)電壓提升，在接近于中壓時(shí)電容值急劇降低，如下圖左C_oss特性曲線(xiàn)（本文皆以英飛凌CoolMOS為范例），如此可減少V-I交越的損耗面積。 隨著(zhù)制程技術(shù)演進(jìn)，C_oss變化曲線(xiàn)變壓更為急劇，這在新老代的MOSFET可明顯比較出性能差異。如下圖右為比較新老代MOSFET的C_oss特性與開(kāi)關(guān)損耗的差異。

圖1：C_oss曲線(xiàn)和開(kāi)關(guān)損耗比較

針對半橋的應用，兩顆特性相同MOSFET 橋接后的出電容特性如下圖2。 在半橋應用普遍重視零電壓切換，因為MOSFET總輸出電容的儲能損耗(Q_oss)與反向恢復特性（Q_rr）將大幅增加半橋架構在硬切換時(shí)的損耗。在半橋中如圖所示的等效輸出電容最大值則發(fā)生在任一臂開(kāi)關(guān)為0V的狀態(tài)，隨著(zhù)任一橋臂電壓提升至20~30V左右，等效輸出容值則急劇降低，此特性將用于接下來(lái)將介紹的補償電路。

圖2：半橋CoolMOS C_oss電壓變化曲線(xiàn)

下圖3為預充電電路 的范例。在該拓樸中，二極管模式開(kāi)關(guān)的硬換向發(fā)生于每個(gè)開(kāi)關(guān)切換周期。在有的半橋結構中，考慮在電感中累積的能量，在Q1關(guān)閉之后Q2通常會(huì )工作在軟開(kāi)關(guān)（Soft Switching）狀態(tài)。然而，當Q2關(guān)斷時(shí)，由于電感電流連續的特性，使得此電流流過(guò)其本體二極管。 當Q1導通時(shí)，則會(huì )發(fā)生Q2體二極管電流的硬換向。

圖3：針對圖騰柱架構高頻半橋預充電動(dòng)作示意圖

通過(guò)加入的預充電電路，在二極管模式下工作的MOSFET便可以在通道開(kāi)啟前預充至特定的電壓，例如24V。 如此便可大幅的降低 Q_oss及Q_rr相關(guān)的損耗。 因此可以大幅提高CoolMOS在CCM Totem Pole PFC的整體性能。

建議的預充電解決方案需要為半橋中的每個(gè)功率開(kāi)關(guān)器件配備額外的器件：高壓肖特基二極管（圖中的D1和D2）和一個(gè)低壓的MOSFET（圖中的Q3和Q4）。另外還需要兩個(gè)電壓源來(lái)驅動(dòng)半橋和低壓MOSFET（13V）以及MOSFET漏-源端電壓（24V）。 此外，驅動(dòng)器輸入端包含的Rx-Cx和Ry-Cy濾波器為PWM信號設定正確的時(shí)序，不需額外的控制信號。

圖4：圖騰柱架構預充電電路時(shí)序控制圖

主要波形如圖4所示。在t0之前的狀態(tài)下，電感器通過(guò)Q1充電，一旦Q1關(guān)閉，電感電流就會(huì )流過(guò)Q2，首先通過(guò)其本體二極管，然后在Q2開(kāi)啟后流過(guò)器件通道。 因此，在Totem pole PFC中，Q2開(kāi)啟時(shí)工作在零電壓（ZVS）開(kāi)關(guān)。 在t₀時(shí)，PWM A 信號置低，經(jīng)過(guò)一定的延遲時(shí)間后（Ry與Cy的延遲） ，Q2的柵源極電壓信號（V_GS）也在t₁置低。 在半橋的死區（Dead time）時(shí)間內（t₁到t₂），電感電流通過(guò)Q2的體二極管續流。在t₂之前，Q2的V_DS被鉗位到地并且所有自舉電容器（C_{HS_P}除外）都被驅動(dòng)電壓和24V電壓充電（圖五a與b）。 然后在死區時(shí)間（Dead Time）后，PWM B 置高，通過(guò)Cx、Rx 產(chǎn)生Q4的短暫柵極電壓。因此，預充電的Q4會(huì )在t₂開(kāi)啟（圖五c），預充電電流流經(jīng)Q4到D2到Q2的網(wǎng)絡(luò )中，這種預充電流的的幅度必須高于流經(jīng)Q2體二極管的續流電流。 在預充電流結束時(shí)（t₃），Q2的漏-源極電壓被預充電至24V。

如圖4所示，預充電電流波形有兩個(gè)峰值脈沖：第一個(gè)在t₂和t₃之間，與Q2的C_oss有關(guān)。 第二個(gè)在t₃和t₄之間幅度較小，是由預充電回路的雜散電感諧振形成。 Q1被延遲到t₄ 開(kāi)啟，此時(shí)Q2的C_oss已經(jīng)被24V所耗盡了。如圖五d所示，當Q1導通時(shí)，用于Q3的自舉電容從Q1的自舉電容充電。從圖四可以看出，在Q1或Q2開(kāi)啟時(shí)，預充電的Q4 或Q3都尚未關(guān)閉，如此為保證Q1或Q2開(kāi)啟瞬間的低損耗。如果此脈沖過(guò)短，則Q2在開(kāi)啟瞬間發(fā)生硬換向的可能性很高。 如果其在多個(gè)連續事件期間發(fā)生，則會(huì )產(chǎn)生破壞性的結果。

當PWM B信號置低時(shí)，與之前類(lèi)似，Q1會(huì )延遲到t5才關(guān)閉（Ry與Cy的延時(shí)）。在通道關(guān)閉后，Q1的C_oss會(huì )充電到400V 而Q2的C_oss將放電到0V，從而使Q2產(chǎn)生零電壓開(kāi)關(guān)（ZVS）。PFC 應用中的開(kāi)關(guān)到二極管切換就是這種情況。在這種情況下，高壓側開(kāi)關(guān)（C_{HS_DP}到Q3到D1）的預充電電路不會(huì )對基于MOSFET的半橋電路工作造成任何影響。

當負載或電感電流足夠高時(shí)，會(huì )使C_oss充分被充放電，進(jìn)而達到零電壓開(kāi)關(guān)（ZVS）的目的。但是，如果電感電流不足以對半橋等效的C_oss進(jìn)行充放電時(shí)，則會(huì )發(fā)生硬開(kāi)關(guān)?？梢詤⒖紙D4中t5后的虛線(xiàn)。在這種狀況下，施加到Q3的脈沖電壓通過(guò)D1將Q1的C_oss充電至24V。一旦Q2導通，其漏源極電壓將再次下降到接近于零，實(shí)現比較平滑的開(kāi)關(guān)到寄生二極管的切換。

圖5：預充電電路增加預充電電路的硬換向瞬態(tài)工作示意圖

3.測試結果

本章節展示了3300W無(wú)橋CCM Totem pole PFC評估板的規格與性能。此評估板實(shí)現了本文中介紹的預充電電路并使用600 V CoolMOS  CFD7來(lái)實(shí)現CCM Totem pole PFC，其寄生二極管特性為低反向恢復電荷，在極端條件下硬開(kāi)關(guān)不易損壞。 如圖六為完整電路圖，高頻部分并聯(lián)使用CoolMOS  IPT60R090CFD7，預充電電路使用BSZ440N10S3。

圖7 為評估板穩態(tài)和動(dòng)態(tài)條件下的性能和規格。轉換器工作在65kHz開(kāi)關(guān)頻率，僅適用于高壓?jiǎn)坞妷狠斎搿?最低交流輸入電壓為176Vac rms。

圖6：評估板電路圖

圖7：性能規格表

下圖為穩態(tài)效率實(shí)測結果，顯示了在不同交流電壓下的效率測量值，此測量結果包含控制器及風(fēng)扇的基本損耗（6W aux power）。

圖8：穩態(tài)效率測試結果

下圖為T(mén)otem Pole PFC 的主要工作波型，其中還包含了預充電電路的波形。 由波形可見(jiàn)預充電電流只出現在相應的交流周期中，對相反的交流周期沒(méi)有影響。

圖9：穩態(tài)輸入電壓、電感電流與預充電電流波形

圖10和圖11分別顯示了0A 和23A電感電流的漏-源電壓波形（滿(mǎn)載穩態(tài)操作下），包含必要的預充電電流波形。 測量的波形與上一章節所示的電壓電流預充電波形（圖四）吻合。

圖10: 空載的預充電電流瞬時(shí)波形

圖11：滿(mǎn)載的預充電電流瞬時(shí)波形

4.結論

本文介紹了以MOSFET實(shí)現無(wú)橋連續導通模式圖騰柱PFC的解決方案，該方案在1U的外型尺寸和80W/inch³的功率密度下實(shí)現了99%的峰值效率。此評估版采用英飛凌600V  CoolMOS  CFD7系列MOSFET和預充電電路。 該預充電電路通過(guò)低壓電壓源提供電荷降低Q_oss 和Q_rr的損耗，在前文已介紹預充電的工作原理供讀者知悉。CoolMOS CFD7和預充電電路的組合，以及為低頻橋臂選用的CoolMOS?  S7，以高性?xún)r(jià)比電路展現高性能效率水平。 此外，盡管預充電電路增加了半導體器件數量，但輔助電路皆可使用貼片型封裝，因此可以實(shí)現高功率密度的電源設計。

5.參考文獻

1. Evaluation board EVAL_3K3W_TP_PFC_SIC 

2. Design guide MOSFET CoolMOS? C7 600V 

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