1. 簡(jiǎn)介

 

電流環(huán)路在電機驅動(dòng)器或伺服(見(jiàn)圖1)中的性能直接影響電機的 扭矩輸出(扭矩輸出對平滑響應至關(guān)重要)以及精確定位和速度曲 線(xiàn)。平穩扭矩輸出的一個(gè)關(guān)鍵衡量指標是扭矩紋波。這對仿形 切削和切割應用尤為重要，在此類(lèi)應用中，扭矩紋波會(huì )直接轉 化為可實(shí)現的終端應用精度。對于生產(chǎn)效率直接受可用控制帶 寬影響的自動(dòng)化應用，響應時(shí)間和建立時(shí)間等與電流環(huán)路動(dòng)態(tài) 相關(guān)的參數非常重要。除電機設計本身外，驅動(dòng)器內的多個(gè)因 素也會(huì )直接影響這些性能參數。

 

圖1. 反饋路徑中具有非理想元件的電機驅動(dòng)器中的電流環(huán)路。

 

一個(gè)電機驅動(dòng)器內部有多個(gè)扭矩紋波來(lái)源。一些源于電機本 身，例如由定子繞組和定子槽布置以及轉子EMF諧波引起的齒 槽扭矩。¹ 其他扭矩紋波來(lái)源與相電流反饋系統²中的失調和增益 誤差相關(guān)(見(jiàn)圖1)。

 

逆變器死區時(shí)間也會(huì )直接影響扭矩紋波，因為它會(huì )將定子電頻 率的低頻(主要是5次和7次)³諧波分量添加至PWM輸出電壓。這 種情況下，對電流環(huán)路的影響與電流環(huán)路在諧波頻率上的抗干 擾能力相關(guān)。

 

本文將重點(diǎn)關(guān)注相電流測量引起的扭矩紋波。我們將對每種誤 差進(jìn)行分析，并討論最大限度地減小測量誤差影響的方法。

 

2. 電流測量誤差引起的扭矩紋波

 

3相永磁電機的電磁扭矩公式為：

 

 

T_e為電磁扭矩，PP 為極點(diǎn)對數， λ_PM為永磁磁通量， L_d 和 L_q為同 步旋轉參考系中的定子電感，i_d 和i_q 為同步旋轉參考系中的定子 電流。在穩態(tài)和理想條件下，i_d 和i_q 是直流量，因此，產(chǎn)生的扭 矩也是直流量。 i_d 或i_q中存在交流分量時(shí)，將出現扭矩紋波。由 于i_dq和產(chǎn)生的扭矩之間有直接關(guān)系，因此本文采用的方法是分 析各種測量誤差如何影響i_d和i_q。此分析以3相電機的電流反饋 為基礎：

 

 

其中，i_x為測得的相電流(x = a、b、c)，ix1為實(shí)際相電流，i_xe為測量誤差。未對誤差屬性作出任何假設；可以是失調、增益誤差或交流分量。采用Clarke變換時(shí)，電流投影到靜止2相量 i_α 和i_β上:

 

 

采用Park變換時(shí)，電流投影到旋轉2相量i_d和i_q上：

 

 

其中， θ為轉子的角度。對于3相電機的磁場(chǎng)定向控制，需要知道所有三相電流。一種常用方法是測量所有三相電流，這需要三個(gè)傳感器和三條反饋通道。其他常用方法是僅測量?jì)蓷l通道，然后計算第三相電流。出于成本和復雜性原因，傳感器數和測量通道數越少越好，但后續部分將提到，測量所有三相電流可使系統更加穩定地應對測量誤差。

 

2.1 兩相測量

 

首先考慮測量?jì)上嚯娏鞯?相驅動(dòng)器。第三相電流在電流總和為0的假設下進(jìn)行計算。如果測得i_a和i_b，則i_c的計算公式為：

 

 

利用公式(2)和公式(5)：

 

 

在靜止參考系中，電流為：

 

 

在旋轉參考系中，電流為：

 

 

注意，i_d和i_q都有一個(gè)與實(shí)際相位電流相關(guān)的項和一個(gè)與測量誤差相關(guān)的項(i_dq = i_dq1+ i_dqe)。對于此分析，誤差項i_de和i_qe最為重要。

 

 

2.2 三相測量

 

現在考慮測量所有三相電流的3相驅動(dòng)器。按照兩條通道時(shí)采用的步驟，得出靜止量和旋轉量：

 

 

在旋轉參考系中：

 

 

同樣，上述公式有一個(gè)與實(shí)際相位電流相關(guān)的項(i_dq1)和一個(gè)與測量誤差相關(guān)的項(i_dqe)。誤差項i_de和i_qe為：

 

 

3. 錯誤采樣時(shí)刻

 

當三相電機由開(kāi)關(guān)電壓源逆變器供電時(shí)，相位電流可以看作由兩個(gè)分量組成：基波分量和開(kāi)關(guān)分量(見(jiàn)圖2A)。

 

圖2. (A) 由開(kāi)關(guān)電壓源逆變器驅動(dòng)的3相電機的相位電流。(B) 描述電流紋波如何通過(guò)采樣衰減的放大版相位電流。

 

出于控制目的，必須消除開(kāi)關(guān)分量，否則會(huì )影響電流控制環(huán)路的性能。提取平均分量的常用方法是對與PWM周期同步的電流進(jìn)行采樣。在PWM周期的開(kāi)始和中間部分，電流取平均值，如果采樣與這些實(shí)例緊密同步，則可有效抑制開(kāi)關(guān)分量，如圖2B所示。但是，如果對電流進(jìn)行采樣時(shí)存在時(shí)序誤差，則將出現混疊，從而導致電流環(huán)路的性能下降。本部分討論時(shí)序誤差的成因、對電流環(huán)路的影響，以及如何使系統的穩定性能夠應對采樣時(shí)序誤差。

 

3.1 電機驅動(dòng)器中的采樣時(shí)序誤差

 

相位電流的基波分量通常在數十Hz范圍內，電流環(huán)路的帶寬通常在數kHz范圍內，而很小的時(shí)序誤差也可能影響控制性能，這似乎違反常理。然而，由于限制di/dt的只有相電感，即使很小的時(shí)序誤差也可能導致顯著(zhù)的電流失真。例如，在5 mH電感兩端 持續1 μs的250 V電壓將導致電流變化50 mA。此外，假設系統采用的是滿(mǎn)量程為10 A的12位ADC，則時(shí)序誤差將導致ADC的低4.3位丟失。如后續部分所示，丟失位是最佳情形?；殳B也可能導致反饋系統中出現扭矩紋波和增益誤差。

 

錯誤采樣時(shí)刻的最常見(jiàn)原因為：

 

● PWM和ADC之間的鏈路不足，無(wú)法在正確的時(shí)間采樣。

● 缺少足夠的獨立同步采樣保持電路(兩條還是三條取決于被測相位的數目)。

● 柵極驅動(dòng)信號傳播延遲，導致電機電壓與PWM定時(shí)器反相。

 

一般而言，錯誤采樣時(shí)刻的嚴重程度由可能影響di/dt的因素確定。當然，時(shí)序誤差的大小也很重要，但是電機速度、負載、電機阻抗和直流總線(xiàn)電壓也會(huì )對誤差產(chǎn)生直接影響。

 

3.2 采樣誤差對系統性能的影響

 

使用推導公式可確定采樣誤差的影響。對于2相電流測量，假設 i_a在理想時(shí)刻(i_ae = 0)進(jìn)行采樣， ib在延遲情況下進(jìn)行采樣，導致 i_be ≠ 0。在這種情況下，公式9定義的誤差項為：

 

 

對于3相電流測量，假設 i_a 和 i_c 在理想時(shí)刻(i_ae = i_ce = 0)進(jìn)行采樣，i_b在延遲情況下進(jìn)行采樣(i_be ≠ 0)。在這種情況下，公式12定義的誤差項為：

 

 

從公式13和14可推出一些有趣的結論。首先，Clarke/Park變換得到測量誤差的方式不同：

 

 

所以，如果反饋系統在一相電流測量上有延遲，則對有兩條通道的驅動(dòng)器的影響將比對有三條通道的系統的影響大1.73倍。

 

利用公式13和14，還可確定測量延遲對電機扭矩的影響。對于此分析，假定在向電機端子(V000或V111)施加零電壓時(shí)對相位電流進(jìn)行采樣，并且在此期間，唯一的電壓驅動(dòng)di/dt為BEMF。對于正弦BEMF，di/dt也將符合正弦函數——即BEMF過(guò)零時(shí)di/dt = 0，BEMF達到峰值時(shí)di/dt達到最大?，F在，如果在相對于理想采樣時(shí)刻的固定延遲下對相位電流采樣，則誤差為正弦型：

 

 

其中，x = a,b,c and φ為相對于dq參考系的相位角。使用公式13的i_de作為示例：

 

 

項 cos(– φ)為失調，而 cos(2 θ – φ)為在兩倍基波頻率處振蕩的交流分量。dq電流中包含這些分量，因此電機扭矩將具有類(lèi)似的分量。另外需注意，對于三相電流測量，dq參考系的選定方向φ = –π，這意味著(zhù)失調項為零。即三條通道均無(wú)增益誤差。圖3描述了兩個(gè)和三個(gè)傳感器型系統之間的不同。

 

圖3：錯誤采樣時(shí)刻的影響。i_a、i_b、i_c和i_d、i_q ，分別帶兩個(gè)電流傳感器(A、B)和三個(gè)電流傳感器(C、D)。

 

對于如圖3A和3B所示的三個(gè)傳感器，請注意， i_b 測量延遲將導致電流(扭矩紋波)為基波頻率的2倍。另外請注意，i_d 和 i_q的直流分量不受影響。

 

對于如圖3C和3C所示的兩個(gè)傳感器，請注意， i_b 測量延遲將導致交流分量比有三個(gè)傳感器時(shí)大1.73倍。此外， i_d 和 i_q 的直流分量也會(huì )受影響。

 

3.3 最大限度地減小采樣時(shí)序誤差的影響

 

由于控制環(huán)路的性能要求提高，所以必須最大限度地減小采樣時(shí)序誤差的影響，尤其是在A(yíng)DC分辨率趨向于越來(lái)越高的情況下。幾年前，10至12位ADC很常見(jiàn)，但現在16位的分辨率也已成為常態(tài)。應利用好這些額外的位，否則高性能ADC的值將因系統延遲造成的低位丟失而受影響。

 

最大限度地減小采樣時(shí)序誤差的最有效方式是，盡可能靠近所有相位的理想采樣時(shí)刻。這可能導致選擇一個(gè)針對數字控制開(kāi)關(guān)電源轉換器進(jìn)行優(yōu)化的控制器。此外，優(yōu)化柵極驅動(dòng)電路中的傳播延遲/偏斜將具有積極影響。

 

如果最大限度地減小時(shí)序誤差仍不能滿(mǎn)足要求，則可通過(guò)使用三個(gè)電流傳感器和一個(gè)帶三條獨立采樣保持電路的ADC，實(shí)現性能的顯著(zhù)提升。

 

4. 失調誤差

 

推導公式也可描述系統對測得電流上的失調的響應方式。首先，通過(guò)觀(guān)察兩個(gè)傳感器的情況和使用公式9的i_de作為示例，可將誤差分量表示為：

 

 

i_a,offset 和 i_b,offset分別為a通道和b通道的失調。從圖中可以看出，失調將導致在電機的基波頻率處出現電流(和扭矩)的交流分量。如果系統在啟動(dòng)時(shí)進(jìn)行了失調校準，則任意剩余失調都將由漂移造成。在這種情況下，假定傳感器漂移的方式相同，則可近似地認為 i_a,offset = i_b,offset = i_offset can be made.

 

 

這意味著(zhù)誤差分量幅度是相位偏移幅度的兩倍。對于誤差電流的q軸分量，也可得出類(lèi)似的結果。對三個(gè)電流傳感器的情況執行相同的操作，發(fā)現公式12的i_de為：

 

 

根據初始失調已得到校準且所有傳感器漂移值相同的推理，i_a,offset = i_b,offset = i_c,offset = i_offset:

 

 

同樣，具有三個(gè)傳感器的優(yōu)勢很明顯，電流傳感器上的失調將不會(huì )受扭矩紋波影響。即使傳感器不是以完全相同的方式漂移，也很可能顯示相同的趨勢。因此，三個(gè)傳感器設置將使具有未校準失調誤差的系統中始終具有非常低的扭矩紋波。

 

4.1 最大限度地減小失調誤差的影響

 

電流反饋失調是電機驅動(dòng)器中的扭矩紋波的主要成因之一，應最大限度地減少。一般而言，電流反饋上有兩種失調誤差。首先，任意時(shí)間點(diǎn)、任意溫度都存在靜態(tài)失調。其次，失調漂移是溫度和時(shí)間等參數的函數。最大限度地減小靜態(tài)失調影響的一種常見(jiàn)方法是執行失調校準，校準可在制造時(shí)或每次電機電流為0時(shí)進(jìn)行(通常在電機停止時(shí))。如果采用這種方法，靜態(tài)失調通常不是問(wèn)題。

 

失調漂移處理起來(lái)更復雜。由于這是一種通常在電機運行時(shí)發(fā)生的慢速漂移，因此難以進(jìn)行在線(xiàn)校準，而且通常不能停止電機。建議采用一些基于觀(guān)察器的在線(xiàn)校準方法，4但觀(guān)察器依賴(lài)于電機電氣和機械系統的型號。為使在線(xiàn)估算有效，需要電機參數的準確知識，但事實(shí)通常并非如此。

 

正如之前討論的，最大限度地減小失調漂移的最有效方法是采用三相電流測量。假設通道采用相同類(lèi)型的元件，則通道的漂移很可能類(lèi)似。如果是這種情況，失調會(huì )被抵消，而且將不會(huì )產(chǎn)生扭矩紋波。即使通道不以相同速率漂移，只要它們在相同方向上漂移，則三通道法將對失調具有抵消效果。

 

對于兩相電流測量，即使通道以相同速率漂移，扭矩紋波仍然存在。換言之，兩個(gè)傳感器型系統對失調漂移非常敏感。在這種情況下，避免扭矩紋波的唯一方法是確保漂移保持較小的狀態(tài)，這可能會(huì )增加成本和反饋系統復雜性。對于一組給定的性能要求，3通道反饋系統可能是一種高性?xún)r(jià)比的解決方案，這一點(diǎn)經(jīng)過(guò)事實(shí)驗證。

 

5. 增益誤差

 

當系統在電流反饋上具有增益誤差時(shí)，誤差信號i_xe i_x1 (x = a, b, c)成正比：

 

 

這是基波頻率時(shí)的正弦誤差?？梢钥闯?，因增益產(chǎn)生的誤差與因錯誤采樣時(shí)序產(chǎn)生的誤差性質(zhì)類(lèi)似(見(jiàn)公式16)。因此，可推出相同的結論：

 

● 如果所有通道上均存在相同的增益誤差，將不會(huì )有扭矩紋波；僅有增益誤差。這適用于2通道和3通道系統。

● 如果增益誤差因通道不同而異，則將在兩倍基波頻率處產(chǎn)生扭矩紋波。

● 2通道電流測量對增益誤差的敏感程度比3通道電流測量大1.73倍。

 

6. 實(shí)驗驗證

 

失調誤差和增益誤差對測得電流和輸出扭矩的影響在圖4中描述的實(shí)驗設置中得到驗證。

 

圖4. 測試設備設置。

 

驅動(dòng)板中的電流反饋電路在電機三個(gè)相位中利用了霍爾效應傳感器?？稍谲浖羞x擇2相或3相電流測量。失調校準在電機未運行時(shí)執行，因此在正常工作時(shí)(沒(méi)有時(shí)間產(chǎn)生漂移效應)，失調和增益誤差相當小。由于溫度漂移(盡管有校準程序)，通常都會(huì )出現此類(lèi)誤差，為了描述此類(lèi)誤差的影響，校準程序后控制軟件中還引入了人工偏移量和增益誤差。由控制算法得出的測得量將與實(shí)際量不同，實(shí)際量將包含誤差的影響，如以上各節所討論。圖5描述了設定速度參考為520 rpm的情況，此時(shí)電機電頻 率為35 Hz。

 

圖5. 實(shí)際值(紅色)和測得值(藍色)(從上至下)；具有1%失調誤差的 i_q and i_d ；具有不對稱(chēng)增益誤差(1.05/0.95)的i_q and i_d

 

顯然，當驅動(dòng)器將d軸和q軸電流控制在相對恒定的數值時(shí)，為了維持設定速度，實(shí)際電流包含大量諧波分量，尤其是在失調誤差的情況下。這些諧波分量會(huì )直接影響輸出扭矩紋波。如圖6所示。必須注意，由于測試設備中有輕微的軸錯位，因此存在顯著(zhù)的機械扭矩脈動(dòng)。這出現在機械頻率和部分低次諧波處。但是，仍然可以清楚看到與失調和增益誤差源相關(guān)的諧波成分變化。對于失調誤差，電頻率(35 Hz)處的諧波分量將與失調誤差 百分比成比例地增大，如圖所示，同時(shí)電頻率兩倍處的諧波成分隨增益誤差非對稱(chēng)性增加，正如此理論預測的。

 

圖6. 進(jìn)行2相電流測量時(shí)測得的扭矩紋波的標稱(chēng)值百分比，以及(左)越來(lái)越大的失調誤差和(右)越來(lái)越大的增益誤差。

 

此外，3相測量的影響可在圖7中清楚看到，失調誤差感應扭矩紋波完全消除，且增益誤差感應扭矩紋波減少1.73倍——再一次證實(shí)了理論計算的結果。

 

圖7. 進(jìn)行3相電流測量時(shí)測得的扭矩紋波的標稱(chēng)值百分比，以及(左)越來(lái)越大的失調誤差和(右)越來(lái)越大的增益誤差。

 

總結

 

通過(guò)分析和測量，本文描述了電流反饋系統中的非理想效應如何影響系統性能。前文說(shuō)明采用三相電流測量的系統明顯比采用兩相電流測量的系統更耐受測量誤差。

 

參考電路

 

1 Weizhe Qian, Sanjib K. Panda, 和 Jian-Xin Xu. “使用迭代學(xué)習控制的 PM同步電機中的扭矩紋波最小化.” 《IEEE電源電子會(huì )刊》，第19 卷第2期，2004年。

 

2 Dae-Woong Chung, Seung-Ki Sul, 和 Dong-Choon Lee, “矢量控制 AC電機驅動(dòng)器中電流測量誤差的分析和補償.” 工業(yè)應用大 會(huì )，1996年第三十一次IAS年度會(huì )議，IAS 1996。1996年IEEE會(huì )議 記錄，第1卷，1996年。

 

3 Somyo Kaitwanidvilai, Werachet Khan-ngern, 和 Montri Panarut. “死 區時(shí)間對PWM逆變器的無(wú)用諧波傳導輻射的影響.” 環(huán)境電磁 學(xué)，2000年。CEEM 2000。論文集。亞太大會(huì )，上海，2000年。

 

4 Yutaro Uenaka, Masaki Sazawa, 和 Kiyoshi Ohishi, “SPM電機的電流 傳感器失調和電氣參數變化的精細自調諧方法.” IECON 2010— IEEE工業(yè)電子學(xué)會(huì )第36次年度會(huì )議，2010年。

 

 

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