【導讀】電子電源中反激變壓器設計是很重要的，但是很多人并不是很整體的了解反激變壓器的設計流程，本篇文章小編就對反激變壓器的設計進(jìn)行了較為詳細很有條理的的介紹，同時(shí)詳細給出了反激匝數比設計及雙路采樣設計的相關(guān)心得。
反激變壓器是在電子電源當中比較受歡迎的一種設計。很多新手都通過(guò)反激電源的制作來(lái)熟悉電源設計，目前網(wǎng)絡(luò )上關(guān)于反激變壓器的學(xué)習資料五花八門(mén)且比較零散，本文就將對反激變壓器的設計進(jìn)行從頭到尾的梳理，將零散的知識進(jìn)行整合，并配上相應的分析，幫助大家盡快掌握。
在本節當中，將介紹匝數比n、Dmax、UOR的設計技巧，其中包括選取原則和限制因素。
UOR、Dmax、n的設計方法
UOR的設置和輸出電壓有關(guān)
匝數比越大，漏感越大；高輸出電壓，匝數比較低，尖峰也會(huì )較??；
例如：5V輸出，匝數比可以分別取15、20、25（也就是UOR不同），不同的匝比實(shí)際獲得的漏感會(huì )大不相同，效率也會(huì )差別較大。
通用輸入，普通反激變換，600V的MOS管作限制：
3.3V輸出，UOR一般為60-75V，45V二極管；
5.0V輸出，UOR一般取70-80V，45～60V二極管；
12V輸出，UOR一般控制在80-120，100V二極管；
24V輸出，UOR一般可以取到100V以上，具體看漏感控制的效果；
上面是綜合考慮到各方面的因數后，折中的取值（經(jīng)驗值），根據使用的磁芯不同，參數會(huì )稍有變化。當然，5V輸出也有很多人取100V左右，這是根據控制芯片及產(chǎn)品要求等而定，主要取決于實(shí)際情況，這里沒(méi)有絕對答案。
UOR的設置和輸入電壓有關(guān)，
原因很簡(jiǎn)單，UOR決定了DMAX；
UOR（DMAX）計算的第一步，是確定輸入電壓，即如何準確確定HVDCmin。特別是CIN容量不足，或者是要求產(chǎn)品的工作溫度非常低時(shí)，需特別注意。很容易理解，如果最小直流電壓不準確的話(huà)，所有計算的結果幾乎沒(méi)有實(shí)際意義。
UOR的設置和磁芯漏感有關(guān)
匝數比越大，漏感越大，在低壓輸入及低成本設計時(shí)，需要非常小心。因為這兩種情況下，MOS可能不會(huì )擁有太大的電壓裕量可供調整。
低壓輸入時(shí)，要么是100VMOS，要么是200VMOS，一旦超出，很難彌補；低成本設計時(shí)，磁性元件（EE型磁芯）和半導體器件本來(lái)就爛，很難控制。
注：磁芯種類(lèi)繁多，即使兩種類(lèi)型的磁芯輸出功率可能一致，其表現出來(lái)的電氣性能差別很大，特別是氣隙和漏感的影響。不過(guò)采用合理的設計，可以在一定程度上削弱漏感尖峰電壓。采用特殊的工藝，可以降低（氣隙）邊緣磁通對繞組的影響。
UOR的設置跟磁芯的結構也有關(guān)系
這一點(diǎn)在反激變換中尤其明顯。如果磁芯無(wú)法選擇（更改），盡可能確保初次級平鋪一層。否則可能無(wú)法獲得滿(mǎn)意的氣隙和漏感控制。磁芯種類(lèi)繁多，并非所有種類(lèi)的磁芯都適合所有規格輸出。例如：
采用EE型磁芯，中心柱太短，如果初次級平鋪一層，UOR可能不會(huì )太高；
采用EER型磁芯，中心柱太長(cháng)，如果初次級平鋪一層，UOR可能不會(huì )太低；
但這不是絕對的，因為初次級的漆包線(xiàn)可以采用多股繞制來(lái)確保平鋪，不過(guò)有些情況即使采用多股線(xiàn)也無(wú)法滿(mǎn)足要求。
UOR的設置跟磁芯損耗有關(guān)
UOR越高，磁感應強度越大，磁芯損耗會(huì )越大，在準諧振反激變壓器設計中需特別注意，否則磁芯損耗非常大，也比較容易飽和（但在普通的DCM、CCM變壓器設計中并不明顯）。
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UOR的設置跟MOS、次邊二極管、電解電容有關(guān)
應該通過(guò)設置UOR及KRP來(lái)滿(mǎn)足半導體元件的有效電流、峰值電流、耐壓等，還有電解電容的紋波電流。因為設計常規的產(chǎn)品，功率半導體器件和輸出電容幾乎是“常量”。
UOR的設置和輸出電流有關(guān)
如果輸出電流很大，此時(shí)次級一般會(huì )控制在3-4T，顯然原邊也不會(huì )太高。否則過(guò)大的DMAX會(huì )給次級造成極大的電流應力，此時(shí)也需要將KRP跟UOR緊密聯(lián)系起來(lái)。
UOR的確定跟氣隙有關(guān)
一般把氣隙控制在0.2-0.8mm（中心柱），以減小邊緣磁通損耗，此時(shí)也需要將KRP跟UOR緊密聯(lián)系起來(lái)。UOR也應該跟擋墻的寬度有關(guān)（初次級隔離電壓），因為中心柱長(cháng)度直接決定了單層NP的大?。↖RMS可以算出來(lái)）。這很難理解，牽扯的變量太多了，可以一步一步去仔細分析、計算。如果自己繞變壓器繞的比較多的話(huà)，應該很容易明白。
原邊UOR的確定跟控制芯片有關(guān)
原因很簡(jiǎn)單，UOR決定了DMAX；即區分電壓模式控制還是電流模式控制。
看了這么多，大家一定也有所感觸，其實(shí)UOR的取值是一個(gè)綜合的優(yōu)化過(guò)程，這部分的內容就說(shuō)到這里，下面額外講一些關(guān)于雙路采樣的小心得。
雙路采樣心得
假設VO1=5V2A，VO2=12V0.5A，要求負載調整率盡可能的高；
一些建議：
負載調整率與NP無(wú)直接關(guān)系；盡可能采用長(cháng)寬比高的磁芯，此類(lèi)磁芯耦合較佳；NS較高調整率會(huì )相對較好（滿(mǎn)足單層平鋪的情況下，耦合良好的原因）；盡可能減小漏感（采用較大的LP、較小的氣隙、初次級平鋪、采用三明治繞法等等）；盡量采用CCM模式設計，因為CCM模式下，LS/LP比值相對更??；調整率與R1-6之間的比率密切相關(guān)，建議每一路偏置電阻均采用串聯(lián)或者并聯(lián)的方法實(shí)現；調整率與D1、D2的VF密切相關(guān)（應該也包括速度，如肖特基、快恢復之分）；
下偏置電阻計算
已知VREF=2.5V，假設R5=3K，R6=NC，總的偏置電流為：
I=2.5V/3K=0.833mA
注：R6用于微調輸出電壓，改變R6，則VO1、VO2會(huì )同步上升或者下降。
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VO1上偏置電阻計算
已知VREF=2.5V，VO1=5V，總偏置電流等于0.833mA，則VO1的上偏置電流為：
0.833mA/2=0.417mA（反饋電流比例占50%）
Vo1的上偏置電阻為：
VO1-VREF/0.417mA=5V-2.5V/0.417mA=6K
設置R1=12K，R2=12K。
VO2上偏置電阻計算
已知VREF=2.5V，VO2=12V，總偏置電流等于0.833mA，則VO2的上偏置電流為：
0.833mA/2=0.417mA（反饋電流比例占50%）
Vo2的上偏置電阻為：
VO2-VREF/0.417mA=12V-2.5V/0.417mA=22.78K
設置R3=24K，R2=430-470K調整。
NS1匝數計算
已知VO1=5V，假設VF=0.5V，那么NS1兩端的電壓為5.5V；
假設NS1=5T，那么NS1每一匝的電壓為：
5.5V/5T=1.1V
簡(jiǎn)易優(yōu)化分析
當NS1=4T時(shí)，1.375V/T；
當NS1=5T時(shí)，1.100V/T；
當NS1=6T時(shí)，0.917V/T；
當NS1=7T時(shí)，0.786V/T；
從上述計算我們可以得知，NS值越大，每一匝的電壓越低。這意味著(zhù)V/T越低，電壓計算值會(huì )越精確。最終選擇NS1=7T，即變壓器每一匝的電壓為0.786V/T；
NS2匝數計算
已知VO2=12V，假設VF=0.5V，那么NS2兩端的電壓必須為：
12V+VF=12.5-12.8V之間
取NS2=16T，則0.786V*16T=12.576V，減去VF值，VO2=12V左右。
偏置電阻計算出來(lái)了，NS1、NS2的匝數也計算出來(lái)了。接下來(lái)要處理唯一不確定的因數-----------二極管的VF值。
需要注意的是，規格書(shū)提供的VF值，在此處往往并沒(méi)有太多的參考價(jià)值，建議還是用實(shí)驗的方法來(lái)選擇。在滿(mǎn)足電壓、電流應力和封裝的條件下，需要盡可能的多準備一些不同類(lèi)型、品牌的二極管。這會(huì )存在N種不同的組合，例如5V輸出，我們可以選45V、60V、100V的肖特基。12V輸出，可以選用100V的肖特基或者超快恢復二極管，必要時(shí)，200V的HER303都是有可能的。在變壓器設計良好的情況下，雙路的負載調整率應該僅僅取決于二極管的VF值是否精確匹配。
千萬(wàn)不要隨便改變采樣電阻比率，以達到合適的電壓精度，否則會(huì )越調越復雜。另外，變壓器的匝數比計算和繞制工藝也非常關(guān)鍵。關(guān)于疊加繞組、非50%比率采樣，建議查閱相關(guān)資料。
本篇文章對反激變壓器的匝數設計進(jìn)行了較為詳細的介紹，并給出了雙路采樣的相關(guān)心得。在下一節當中，將為大家帶來(lái)QR模式變壓器設計，也就是臨界模式的分析與計算。
