- 直流永磁無(wú)刷電動(dòng)機的轉矩特性
- 電機運行中產(chǎn)生脈動(dòng)轉矩的原因
- 針對換相電流引起轉矩脈動(dòng)進(jìn)行優(yōu)化設計
- 電磁和齒槽引起的轉矩脈動(dòng)以?xún)?yōu)化電機的設計來(lái)解決
- 通過(guò)電流補償法來(lái)減小電機在換相過(guò)程中電流引起的轉矩脈動(dòng)
直流永磁無(wú)刷電動(dòng)機由于其結構簡(jiǎn)單、可靠性高、低速大扭矩等特點(diǎn)而得到了越來(lái)越廣泛的應用，尤其是近年來(lái)在電動(dòng)自行車(chē)中得到了廣泛應用。由于電動(dòng)自行車(chē)是人們的日常代步工具，因此人們對整車(chē)的啟動(dòng)平穩性，噪音等指標提出了較高的要求?，F有電動(dòng)車(chē)電機大部分采用直流永磁無(wú)刷電機，電機的鐵芯為直槽結構，繞組為三相星形連接，逆變器一般工作在兩兩導通狀態(tài)。由于直槽電機在工作時(shí)扭矩波動(dòng)較大,因此我們必須優(yōu)化電機的結構并配合經(jīng)過(guò)優(yōu)化設計的控制器才能獲得比較滿(mǎn)意的效果。本文就如何設計直流永磁無(wú)刷電機超靜音控制器作一些探討。
2. 直流永磁無(wú)刷電動(dòng)機的轉矩脈動(dòng)分析
永磁無(wú)刷電動(dòng)機由于電磁因素、齒槽的影響、電流換向、電樞反應等會(huì )產(chǎn)生較強的脈動(dòng)轉矩。在設計電機和相應的控制系統時(shí)應認真考慮，采取措施，避免轉矩脈動(dòng)過(guò)大。
2.1電磁因素引起的轉矩脈動(dòng)
電磁轉矩脈動(dòng)是由于定子電流和轉子磁場(chǎng)相互作用而產(chǎn)生的轉矩脈動(dòng)，它與電流波形、反電動(dòng)勢波形、氣隙磁通密度的分布有直接關(guān)系。理想情況下，定子電流為方波，反電動(dòng)勢波形為梯形波，平頂寬度為120°電角度，電磁轉矩為恒值。而實(shí)際電機中，由于設計和制造方面的原因，可能使反電動(dòng)勢波形不是梯形波，或波頂寬度不為120°電角度，這樣就會(huì )造成電機的扭矩脈動(dòng)。
2.2齒槽引起的轉矩脈動(dòng)
由于定子鐵心槽齒的存在，使得永磁體與對應的電樞表面的氣隙磁導不均勻，當轉子旋轉時(shí)，使得在一個(gè)磁狀態(tài)內，磁路磁阻發(fā)生變化，從而引起轉矩脈動(dòng)。齒槽引起的轉矩脈動(dòng)是轉子磁場(chǎng)相互作用產(chǎn)生的，與定子電流無(wú)關(guān)。因此抑制由齒槽引起的轉矩脈動(dòng)的主要集中于優(yōu)化電機設計上，如斜槽法。
2.3電流換向引起的轉矩脈動(dòng)
圖1為電動(dòng)車(chē)電機控制系統的框圖，控制器工作在兩兩導通的狀態(tài)。每隔60°電角度MOSFET換一次相。假如當前為Q1和Q5導通，則經(jīng)過(guò)60°電角度，Q1和Q6導通。在Q1，Q5導通期間，電流流經(jīng)AB線(xiàn)圈，換相后電流流經(jīng)AC線(xiàn)圈。由于電機的線(xiàn)圈為電感，在切換過(guò)程中，B相的電流會(huì )以指數下降，C相的電流會(huì )以指數上升。當Q5關(guān)斷后，AB相線(xiàn)圈的電流經(jīng)過(guò)Q1→AB相線(xiàn)圈→Q2的體二極管續流，AB相線(xiàn)圈電流很快衰減為零，但是AC相的電流就需要相對較長(cháng)的時(shí)間才能上升到換相前的大小。因此電機的電流出現較大的脈動(dòng)。如圖2a中的CH3所示。其中的電流脈動(dòng)已達到12A。換相期間的電磁轉矩為：
由于換相時(shí)間很短，可近似認為ebaeca ， 在換相區域內不變化，因此扭矩與電流成正比關(guān)系，電流的波動(dòng)直接導致了電機轉矩的波動(dòng)。在低速大負載運行的情況下，電機的轉矩脈動(dòng)尤為明顯。
在直流無(wú)刷永磁電機的轉矩脈動(dòng)原因中，前兩種主要靠?jì)?yōu)化電機的設計來(lái)達到目的，對于第3種轉矩脈動(dòng)，我們可以通過(guò)電流補償法來(lái)減小電機在換相過(guò)程中的轉矩脈動(dòng)。本文將重點(diǎn)介紹這種方法。
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3．電流補償法減小電機的轉矩脈動(dòng)
由于在低速大負載運行時(shí)，電機的旋轉反電勢很小，為了使電機的相電流不超過(guò)允許的最大值，PWM占空比通常比較小，這使得換相后新的相繞組電流上升緩慢。圖3中是電機換相時(shí)的電流仿真波形。電機兩相之間的電感為L(cháng)m=0.4mH,內阻Rm=0.28歐姆（實(shí)際電機的參數）。采用AOS（萬(wàn)代半導體）生產(chǎn)的AOT460 MOSFET進(jìn)行仿真。MOSFET的PSPICE模型采用level3等級。由圖3中可以看出，如果PWM占空比為30%，則電流由零上升到30A需要約1.3ms。這與圖2a中實(shí)測的波形相仿。為了使換相后電流迅速上升，我們可以使換相后PWM占空比為100%來(lái)對電流進(jìn)行補償，直到電流上升到換相前的電流值，這樣可以使換相電流的波動(dòng)盡可能的小，時(shí)間盡可能地短。由仿真波形中I2可以看出，電流上升到30A的時(shí)間小于300us。
4．控制系統的設計
如何精準控制換相后的補償電流，即如何精確控制PWM100%占空比的時(shí)間是超靜音控制器設計的關(guān)鍵！這就要求控制系統的MCU具有以下的特點(diǎn)：
1) 有很快的A/D轉換速度，能夠在換相后連續快速采樣；
2) 能夠在PWM的開(kāi)通期間特定時(shí)刻觸發(fā)A/D采樣；因為在PWM逆變器帶感性負載的控制系統中，由于系統的一些寄生參數導致PWM在開(kāi)通和關(guān)斷期間電機的相線(xiàn)上出現振鈴（如圖4所示），這些振鈴會(huì )耦合到A/D采樣的回路中，因此我們應避開(kāi)在PWM開(kāi)關(guān)過(guò)程中進(jìn)行A/D采樣。如果我們在PWM開(kāi)通期間的中點(diǎn)觸發(fā)電流采樣，我們將會(huì )得到電流的平均值，這將有利于我們對電流補償的控制。
事實(shí)上，找到這樣的MCU并不難，譬如英飛凌的馬達專(zhuān)用控制芯片XC866，CYPRESS的片上可編程控制芯片CY8C24533等。XC866的A/D轉換速度可以達到2us以?xún)?，加上程序的執行時(shí)間，一次A/D轉換需要的總時(shí)間在8us以?xún)?，以這樣的時(shí)間間隔來(lái)判斷電流補償是否完成已經(jīng)足夠。CY8C24533是CYPRESS專(zhuān)為電機控制開(kāi)發(fā)的帶高速A/D的芯片，其SAR8轉換速度可以達到3us以?xún)?，加上其自?dòng)對齊觸發(fā)A/D模式，可以在PWM的任意時(shí)刻觸發(fā)電流A/D采樣，我們也很容易實(shí)現對電流的精準控制。
圖2b是采用XC866控制芯片的系統在經(jīng)過(guò)上述方法優(yōu)化后測得的換相電流波形，由圖2b可以看出，換相時(shí)的電流脈動(dòng)基本消除，電機的相電流基本接近方波。用了這套控制系統的電動(dòng)車(chē)，起步加速以及運行時(shí)的電機震動(dòng)已基本消除，實(shí)現了超靜音控制器的設計。
5. 結語(yǔ)
通過(guò)選用合適的MCU實(shí)現高速可觸發(fā)A/D采樣，對永磁無(wú)刷電機換相時(shí)的電流進(jìn)行精準補償，可以達到消除換相電流脈動(dòng)，減輕電機振動(dòng)的效果。
