如何與小于A(yíng)DC輸入范圍的單極性輸入源接口？
 

為何要配置ADC驅動(dòng)器？
 

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今天，我們來(lái)看看該系列博客的第三篇和第四篇——同相求和配置以及支持衰減的同相求和配置。

 

 

雙極性信號在低電壓(0 V)上下擺動(dòng)。由于 ADAQ798x 集成 ADC 只能轉換0 V 到 VREF 的信號，所以針對該 ADC，需要將雙極性信號加以直流偏置和適當調整。為了完成這一任務(wù)，以下配置給標準同相配置增加了兩個(gè)電阻（R1和R2）。

 

 

此配置將輸入信號與一個(gè)單獨的直流電壓求和，以將ADC驅動(dòng)器輸出偏置到ADC中間電平輸入(VREF/2)，從而實(shí)現雙極性到單極性的轉換?；鶞孰妷?VREF)用作直流電壓常常是可行的，這樣就無(wú)需其他電路（反正ADAQ798x總是伴隨一個(gè)基準電壓源?。?。它還能防止VREF偏差給系統增加失調誤差，因為ADC驅動(dòng)器的直流偏置總是VREF的一半。鑒于這些原因，我們將專(zhuān)門(mén)討論這種將VREF用作直流“變換”電壓的配置。

 

此配置的傳遞函數如下：

 

 

與普通同相配置類(lèi)似，Rf和Rg之比決定從IN+到AMP_OUT的增益，但此比值現在也依賴(lài)于vIN的輸入幅度。注意vIN為雙極性，但同相節點(diǎn)上的電壓為單極性。這意味著(zhù)，對應于vIN的最小值，IN+上的電壓必須為0 V：

 

 

由此關(guān)系可得出R1和R2之比：

 

 

Rf和Rg可利用該配置的傳遞函數以及vIN為0 V時(shí)ADC驅動(dòng)器輸出(vAMP_OUT)等于VREF/2的條件來(lái)確定。求解Rf和Rg的方程可得：

 

 

現在有了R1和R2之比及Rf和Rg之比，但我們還需要挑選特定的值。我們已在該系列博客《增加單極性輸入的增益》中討論了Rf和Rg值的選擇。R1和R2的選擇應基于應用的噪聲、精度和輸入阻抗要求確定。小電阻會(huì )改善噪聲，可降低其與ADC驅動(dòng)器輸入偏置電流相互作用所引起的失調誤差，但若要提高輸入阻抗并降低基準源的輸出電流，則需要大電阻。此電路的輸入阻抗為：

 

 

注意，對于vIN幅度為±VREF的特殊情況，Rf和Rg之比為0。這種情況下，ADC驅動(dòng)器增益為1，意味著(zhù)省去Rg，Rf可以為0 Ω。

 

 

ADAQ7980需要對±1 V輸入信號執行雙極性到單極性轉換，VREF= 5 V，使用Rf= 2 kΩ。利用上述公式，R2須為R1的5倍，Rf須為Rg的2倍。Rf為2 kΩ，所以Rg須為1 kΩ。R1和R2的具體值可根據應用要求選擇。對于本例，我們希望選擇R1和R2的組合來(lái)抵消輸入偏置電流對失調誤差的影響。技術(shù)文章《運算放大器輸入偏置電流》中已經(jīng)闡明，為實(shí)現此目的，R1||R2應等于Rf||Rg，故R1= 800 Ω，R2= 4 kΩ。

 

我們再考慮一個(gè)例子：vIN = ±10 V，VREF = 5 V。這種情況下，我們會(huì )遇到Rf和Rg之比為負數的問(wèn)題，所以利用這種配置實(shí)際上不能實(shí)現該輸入范圍。事實(shí)上，適合此配置的最大vIN為±VREF，此時(shí)ADC驅動(dòng)器增益等于1。幸運的是，我們會(huì )在本系列接下來(lái)的文章中討論其他兩種允許我們超出此輸入范圍的配置。

 

若將R2接地而不是接VREF，則以上配置也可用于單極性信號。這一修改對需要衰減以用于A(yíng)DC的單極性輸入信號（幅度大于VREF）有用。這種情況下，ADC驅動(dòng)器極有可能是單位增益，故不需要Rf和Rg。

 

如上所述，如果應用要求高輸入阻抗，則R1和R2必須很大，這可能會(huì )提高系統的本底噪聲。我們可以通過(guò)增加分流電容和/或通過(guò)過(guò)采樣和抽取來(lái)補償噪聲增加。兩種方案均通過(guò)損失輸入信號帶寬來(lái)降低本底噪聲。但是，對于低帶寬或直流應用，輸入帶寬不那么重要。因此，這些配置更適合低帶寬、高輸入阻抗應用。我們將在下一篇文章中更詳細討論這個(gè)話(huà)題。

 

然而，有一個(gè)問(wèn)題未涉及，那就是ADC驅動(dòng)器流過(guò)電阻的輸入偏置電流所引起的失調誤差。電阻越大，引起的直流誤差越大。通過(guò)調整R1和R2之比以補償不需要的壓降，或通過(guò)選擇Rf和Rg的值來(lái)抵消R1和R2引起的失調，可以降低此誤差，不過(guò)輸入范圍會(huì )有損失。但應注意，Rf 必須足夠小以確保放大器穩定，故第二種方案并不總是可行。

 

 

針對大于±VREF的信號，可采用以下配置來(lái)執行帶衰減的雙極性到單極性轉換。

 

 

此配置與上文的【同相求和配置】討論的配置相似，區別在于不再需要Rf和Rg，但增加了R3以提供額外的信號衰減。此配置的傳遞函數如下：

 

 

這次求得R1、R2和R3之比的數學(xué)計算較為復雜，但我們可以使用同之前配置相似的方法。求出電阻之比后，便可根據應用需求選擇具體的值。為了簡(jiǎn)潔起見(jiàn)，這里不敘述推導的每一步，但我們會(huì )看到，對于vIN的最小值和最大值，傳遞函數的簡(jiǎn)化使我們能得出電阻比。

 

R1和R2之比是利用該配置的傳遞函數并代入vIN最小值（使得vAMP_OUT等于0 V）而得出：

 

 

R3不出現在公式中，求解R1和R2得到：

 

 

R1和R3之比是代入vIN最大值（使得vAMP_OUT等于VREF）而得出：

 

 

這一次，R2不出現，求解R1和R3得到：

 

 

此時(shí)，我們可以選擇其中任一電阻的值（考慮VREF和vIN范圍），然后計算另兩個(gè)電阻的值。像以前一樣，主要權衡因素是輸入阻抗與系統噪聲和失調誤差。此電路的輸入阻抗(ZIN)為：

 

 

再次考慮該上文【同相求和配置】部分的例子，其中vIN = ±10 V，VREF = 5 V，用1 MΩ的輸入阻抗設計該配置。對于vIN和VREF的這種組合，R1須為R2的2倍，且等于R3。將R2和R3與R1的比值用于輸入阻抗公式，得到R1 = 750 kΩ。因此，R2和R3分別為375 kΩ和750 kΩ。

 

正如上文【同相求和配置】所述，需要權衡輸入阻抗與系統噪聲性能。實(shí)現高輸入阻抗需要大電阻，而后者會(huì )產(chǎn)生更多熱噪聲，并與ADC驅動(dòng)器的輸入電流噪聲相互作用，產(chǎn)生更多輸入電壓噪聲。二者均會(huì )提高ADC輸入端的有效均方根電壓噪聲，導致性能大幅降低。在上例中，系統總噪聲約為334 μV rms（使用5 V基準源時(shí)，動(dòng)態(tài)范圍降低整整15.5 dB，從92 dB降至74.5 dB）！

 

但還有希望！如果限制輸入帶寬，這種配置實(shí)際上可以實(shí)現接近最優(yōu)的性能。例如，若將上例中的輸入帶寬限制為20 kHz，則全系統噪聲幾乎降低10倍，達到48 μV rms（對于VREF = 5 V，動(dòng)態(tài)范圍為91.4 dB）！我們可以通過(guò)增加分流電容CS來(lái)限制輸入帶寬(BWin)，如下圖所示。注意，對于這些噪聲計算，我們可以將R1、R2和R3看作單個(gè)電阻RS，其中RS為R1、R2和R3的并聯(lián)組合。

 

 

技術(shù)指南《單極點(diǎn)系統的運算放大器總輸出噪聲計算》說(shuō)明了如何計算RS產(chǎn)生的噪聲（包括熱噪聲及其與ADC驅動(dòng)器輸入電流的相互作用）。ADAQ798x 的主要區別在于噪聲帶寬是由集成RC濾波器設置，而不是指南中的放大器帶寬。RS給ADC輸入端增加的有效值噪聲為：

 

（en為RS的約翰遜噪聲，G為ADC驅動(dòng)器增益。）

 

 

CS通過(guò)降低ADC驅動(dòng)器的輸入帶寬來(lái)減小到達ADC的噪聲。如果RS和CS的截止頻率遠小于集成RC濾波器的截止頻率(4.42 MHz)，則RS的噪聲貢獻可以利用RS和CS計算，代替上式中的R和C。

 

系統總噪聲為ADAQ798x中各噪聲源的和方根，包括RS的噪聲、ADC驅動(dòng)器的輸入電壓噪聲和ADC的有效值噪聲。下圖顯示了多個(gè)RS值對應的系統噪聲與輸入帶寬的關(guān)系。

 

 

注意隨著(zhù)輸入帶寬降低，全系統噪聲趨向于A(yíng)DAQ798x的總有效值噪聲(44.4 μV rms)。這意味著(zhù)降低帶寬所獲得的減噪收益會(huì )在某一頻率遞減，該頻率取決于RS有效值。

 

本部分討論了一種允許 ADAQ798x 接受大于±VREF的雙極性輸入的ADC驅動(dòng)器配置，并說(shuō)明了如何基于電阻值（以及可選的分流電容CS）計算輸入阻抗和系統噪聲。

 

雖然已證明增加CS可降低噪聲，但它也會(huì )限制可用輸入帶寬。因此，將此配置用于寬帶寬應用時(shí)，要實(shí)現高輸入阻抗常常是不切實(shí)際的。此配置僅推薦用于需要高輸入阻抗的低帶寬應用。