【導讀】作為昂貴的傳統大型無(wú)源濾波器的出色替代品，有源電磁干擾濾波器 (AEF) 可以幫助設計人員應對不斷增加的 EMI挑戰、提高功率密度以及降低電源解決方案的成本。參考文獻展示了在德州儀器 (TI) LM25149-Q1 降壓控制器中實(shí)施 AEF 后，尺寸減小大約 50%，體積減小超過(guò)75%。
大多數 AEF 使用基于運算放大器的有源電路來(lái)檢測噪聲并注入適當的消除信號以降低 EMI，例如 LM25149-Q1 中集成的 AEF。為了使用這種 AEF 實(shí)現出色性能，運算放大器電路需要保持穩定且運算放大器應處于非飽和狀態(tài)。否則，AEF 的性能會(huì )更差，甚至可能會(huì )在系統中注入額外的噪聲。本文將探討如何采用適當的補償和阻尼技術(shù)實(shí)現AEF 的穩定性和出色性能。
AEF 補償
圖 1(a) 顯示了一個(gè)無(wú)補償的 AEF。在圖 1 中，VS 是噪聲源，ZS是內部阻抗，ZL 是線(xiàn)路阻抗穩定網(wǎng)絡(luò )或電源的阻抗，Cin 是電源轉換器的輸入電容器，L 是差模電感器，Csense 和 Cinj是感應電容器和注入電容器，RDC_fb 為Op_amp 提供直流反饋，Cpara 是電源布線(xiàn)和接地之間的寄生電容。
作為一個(gè)基于運算放大器的反饋電路，圖 1(a) 中的 AEF 會(huì )變得不穩定，進(jìn)而導致運算放大器飽和。在這種情況下，AEF 的性能會(huì )受到顯著(zhù)影響，并且 AEF 可能會(huì )消耗更多功率并在系統中注入額外的噪聲。由于運算放大器的負載網(wǎng)絡(luò )很復雜，圖 1a 中的 AEF 在低頻和高頻下都會(huì )不穩定。
在低頻（例如在 10 kHz 與 50 kHz 之間）下，環(huán)路增益的相位會(huì )變?yōu)檎?180 度，系統會(huì )變得不穩定，造成這種問(wèn)題的主要原因是 Cinj 與 L 以及 Csen 與 RDC_fb 形成了分壓器。低頻補償的一種方法是添加 Rcomp 和 Ccomp 與 RDC_fb并聯(lián)，如圖 1(b) 所示。Ccomp 通過(guò)使反饋網(wǎng)絡(luò )在低頻下具有容性來(lái)進(jìn)行低頻補償。Rcomp 用于確保 AEF 的性能。此外，轉換器的輸入端通常用電解電容器來(lái)存儲能量并確保轉換器穩定。電解電容器的等效串聯(lián)電阻 (ESR) 也有助于提高低頻穩定性。
圖 1. 無(wú)補償的 AEF (a) ；有補償的 AEF (b) 。
在高頻下，運算放大器和 Cpara 的輸出阻抗會(huì )產(chǎn)生一個(gè)極點(diǎn)，造成環(huán)路增益的相位滯后。此外，運算放大器通常具有低頻極點(diǎn)。因此，環(huán)路增益在高頻下將具有兩個(gè)極點(diǎn)且其相位接近負 180°，這會(huì )導致在高頻下不穩定。Rcomp1 和Ccomp1 （圖 1(b) 中）用于高頻補償，大小為 100 nF 和0.5Ω。Rcomp1 和 Ccomp1 可以增加高頻下環(huán)路增益的相位，使系統具有足夠的相位裕度來(lái)保證高頻穩定性。在某些應用中，高頻陶瓷電容器（例如 10 nF 或 100 nF）對于高頻噪聲過(guò)濾或對于保護電路（例如用于反向保護的智能二極管）而言是必不可少的。在此類(lèi)情況下，有幾種方法可以保持高頻穩定性：
● 在檢測/注入節點(diǎn)和高頻陶瓷電容器之間插入鐵氧體磁珠以將它們解耦。
● 添加與高頻電容器串聯(lián)的小電阻器以進(jìn)行補償。
● 將高頻電容器放置在遠離 AEF 的位置，因為陶瓷電容
器和印刷電路板布線(xiàn)的 ESR 和等效串聯(lián)電感 (ESL) 也有助于提高高頻穩定性。
總體而言，必須確保檢測/注入節點(diǎn)對地的阻抗不受高頻（10 MHz 至 50 MHz）電容控制。
AEF 阻尼
由于熱變化或開(kāi)關(guān)抖動(dòng)，電源轉換器可能會(huì )在低于開(kāi)關(guān)頻率的頻率下產(chǎn)生噪聲（在本文中被稱(chēng)為低頻干擾）。對于圖 1(b) 中的 AEF，方程式 1 將其等效阻抗表示為：
其中，Zop 和 Gop_amp 是輸出阻抗和從檢測節點(diǎn)到運算放大器輸出端的電壓增益，而 ZC_inj 是注入電容器的阻抗。
根據方程式 1，圖 1(b) 中的 AEF 的等效阻抗在低頻下具有容性。因此，AEF 會(huì )在低頻（例如在 10 kHz 到 100 kHz之間）下與差模電感器 L 發(fā)生諧振?？紤]到這種諧振，低頻干擾會(huì )使運算放大器輸出電壓和輸出電流較大。由于運算放大器的輸出擺幅和輸出電流能力有限，運算放大器會(huì )進(jìn)入非線(xiàn)性區域甚至達到飽和狀態(tài)，這可能會(huì )影響 AEF 性能并導致 AEF 向系統中注入額外的噪聲。
處理這一問(wèn)題需要抑制諧振。圖 2 顯示的兩種阻尼方法使AEF 在諧振頻率下具有較小的電容。在圖 2(a) 中，阻尼電阻器 Rdamp 被插入到注入路徑中。這樣，Rdamp 越大，諧振阻尼越佳。然而，插入阻尼網(wǎng)絡(luò )后，方程式 2 將 AEF 的等效阻抗表示為：
其中，Zdamp 是阻尼網(wǎng)絡(luò )的阻抗。
較大的 Rdamp 會(huì )增加 Zeq_AEF ，從而影響 AEF 的性能。所以這種阻尼方法主要適用于高頻開(kāi)關(guān)轉換器，比如 2 MHz的開(kāi)關(guān)轉換器。為了有效抑制諧振，品質(zhì)因數應在 1 左右或以下。若要使品質(zhì)因數接近 1，請在計算 Rdamp時(shí)采用方程式 3：
為了提高圖 2(a) 所示的 AEF 的性能，請將電容器 Cdamp與阻尼電阻器 Rdamp 并聯(lián)，如圖 2(b) 所示。在諧振頻率下，電阻器 Rdamp 將控制阻尼網(wǎng)絡(luò )的阻抗以抑制諧振。在A(yíng)EF 需要進(jìn)行噪聲衰減的高頻下，電容器 Cdamp 將控制阻尼網(wǎng)絡(luò )的阻抗，從而確保 AEF 的性能。按照中所示的類(lèi)似優(yōu)化方法，方程式 4 和方程式 5 表示了一個(gè)用于諧振阻尼的良好 Rdamp 和 Cdamp 組合：
圖 2. 抑制差模電感器和 AEF 諧振的方法：電阻器阻尼 (a) ；電阻器和電容器并聯(lián)阻尼 (b) 。
圖 3 顯示了 400 kHz 降壓轉換器在 10 kHz 至 1 MHz 范圍內的頻譜測試結果（對應于 AEF 關(guān)閉、AEF 開(kāi)啟但無(wú)阻尼、AEF 開(kāi)啟且有電阻器-電容器并聯(lián)阻尼的情況），其中基于方程式 4 和方程式 5 選擇 Rdamp 和 Cdamp 。在圖 4 中無(wú)阻尼的情況下，諧振會(huì )在大約 30 kHz 處出現尖峰，這會(huì )影響 AEF 性能并使本底噪聲增加。使用阻尼網(wǎng)絡(luò )后，諧振尖峰現在位于 45 kHz 處，但其幅度大大降低，這意味著(zhù)已成功抑制諧振。因此，AEF 有效地抑制了高頻噪聲，并且本底噪聲大幅降低。
圖 3. 有阻尼和無(wú)阻尼的測試結果。
同時(shí)具有補償和阻尼特性的 AEF 性能
通過(guò)進(jìn)行適當的補償和阻尼，AEF 可以實(shí)現顯著(zhù)的降噪效果，如圖 4 所示。測量結果是使用 440 kHz 電源轉換器獲得的，輸入電壓為 12V，輸出為 5V/5A。AEF 和轉換器均采用 LM25149-Q1 實(shí)現。L 為 1μH，Csense 為 100 nF，RDC_fb 為 50 kΩ，Cinj 為 470 nF。針對補償，低頻補償采用 1 kΩ Rcomp 和 1 nF Ccomp ，高頻補償采用 0.5 ΩRcomp1和 100 nF Ccomp1 。
針對阻尼，使用的是電阻器和電容器并聯(lián)阻尼；Rdamp 為15 Ω，Cdamp 為 220 nF。如圖 4 所示，AEF 在 440 kHz下可實(shí)現約 50 dB 的噪聲衰減。與性能類(lèi)似的無(wú)源濾波器相比，尺寸可以縮小約 50%，體積可以縮小約 75%。
圖 4. 進(jìn)行適當補償和阻尼的 AEF 的降噪情況。
結論
補償和阻尼對于實(shí)現良好的 AEF 性能至關(guān)重要。本文討論的方法都可以通過(guò) LM25149 中集成的 AEF 輕松實(shí)現。通過(guò)采用適當的補償和阻尼，AEF 可以實(shí)現顯著(zhù)的降噪效果。電力電子設計人員應該利用 AEF 來(lái)實(shí)現更高的功率密度、更高的效率和更低的成本。
作者：Yongbin Chu ；Yogesh Ramadass 來(lái)源：TI
免責聲明：本文為轉載文章，轉載此文目的在于傳遞更多信息，版權歸原作者所有。本文所用視頻、圖片、文字如涉及作品版權問(wèn)題，請聯(lián)系小編進(jìn)行處理。
推薦閱讀：
