【導讀】對于以下的文章，我是很佩服的，我按照它們的思路把問(wèn)題推演和考證了一下，參考了一些數據，自己推導一下電容模型的阻抗曲線(xiàn)，試圖做的就是讓問(wèn)題更明顯一些。打算把這個(gè)問(wèn)題分成兩個(gè)部分，第一個(gè)就是原理上去驗證，第二個(gè)就是從實(shí)際的例子去推演。
看了很多關(guān)于旁路電容和去藕電容的文章，有代表性的如下：
1. 退耦電容的選擇和應用
2. 十說(shuō)電容
3. 關(guān)于旁路電容和耦合電容
4. 關(guān)于旁路電容的深度對話(huà)
對于以上的文章，我是很佩服的，我按照它們的思路把問(wèn)題推演和考證了一下，參考了一些數據，自己推導一下電容模型的阻抗曲線(xiàn)，試圖做的就是讓問(wèn)題更明顯一些。打算把這個(gè)問(wèn)題分成兩個(gè)部分，第一個(gè)就是原理上去驗證，第二個(gè)就是從實(shí)際的例子去推演。
先看看此類(lèi)電容的應用場(chǎng)合：
根據以上電路來(lái)說(shuō)，由一個(gè)電源驅動(dòng)多個(gè)負載，如果沒(méi)有加任何電容，每個(gè)負載的電流波動(dòng)會(huì )直接影響某段導線(xiàn)上的電壓。
瞬間沖擊電流的產(chǎn)生原因
1.容性負載
來(lái)分析一下數字電路的電流波動(dòng)，數字電路的負載并不是純阻性的，如果負載電容比較大，數字電路驅動(dòng)部分要把負載電容充電、放電，才能完成信號的跳變，在信號上升沿比較陡峭的時(shí)候，電流比較大，對于數字芯片來(lái)說(shuō)，新派驅動(dòng)部分電流會(huì )從電源線(xiàn)上吸收很大的電流，由于線(xiàn)路存在著(zhù)的電感，電阻（特別是芯片管腳上的電感，會(huì )產(chǎn)生反彈），這種電流相對于正常情況來(lái)說(shuō)實(shí)際上就是一種噪聲，會(huì )影響前級的正常工作，下圖反應了工作情況
2.輸出級控制正負邏輯輸出的管子短時(shí)間同時(shí)導通，產(chǎn)生瞬態(tài)尖峰電流
PMOS和NMOS同時(shí)導通的時(shí)候出現的電流尖峰。
電壓塌陷噪聲
我們考慮數字電路內部結構一般由兩個(gè)Mos管組成，為了便于分析，我們假設初始時(shí)刻傳輸線(xiàn)上各點(diǎn)的電壓和電流均為零?，F在我們分析數字器件某時(shí)刻輸出從低電平轉變?yōu)楦唠娖?，這時(shí)候器件就需要從電源管腳吸收電流（上面一個(gè)分析的是容性負載，現在考慮的是阻性負載）。
從低到高（L=>H）
在時(shí)間點(diǎn)T1，高邊的PMOS管導通，電流從PCB板上流入芯片的VCC管腳，流經(jīng)封裝電感L.vcc，通過(guò)PMOS管和負載電阻最后通過(guò)返回路徑。電流在傳輸線(xiàn)網(wǎng)絡(luò )上持續一個(gè)完整的返回時(shí)間，在時(shí)間點(diǎn)T2結束。之后整個(gè)傳輸線(xiàn)處于電荷充滿(mǎn)狀態(tài)，不需要額外流入電流來(lái)維持。
當電流瞬間涌過(guò)L.vcc時(shí)，將在芯片內部電源和PCB板上產(chǎn)生一個(gè)電壓被拉低的擾動(dòng)。該擾動(dòng)在電源中被稱(chēng)之為同步開(kāi)關(guān)噪聲（SSN）或Delta I噪聲。
從高到低（L=>H）
在時(shí)間點(diǎn)T3，我們首先關(guān)閉PMOS管（不會(huì )導致脈沖噪聲，PMOS管一直處于導通狀態(tài)且沒(méi)有電流流過(guò)的）。同時(shí)我們打開(kāi)NMOS管，這時(shí)傳輸線(xiàn)、地平面、L.gnd以及NMOS管形成一回路，有瞬間電流流過(guò)開(kāi)關(guān)NMOS管，這樣芯片內部至PCB地節點(diǎn)前處產(chǎn)生參考電平被抬高的擾動(dòng)。該擾動(dòng)在電源系統中被
稱(chēng)之為地彈噪聲（Ground Bounce）。
實(shí)際電源系統中存在芯片引腳、PCB走線(xiàn)、電源層、底層等任何互連線(xiàn)都存在一定電感值，就整個(gè)電源分布系統來(lái)說(shuō)來(lái)說(shuō)，這就是所謂的電源電壓塌陷噪聲。
去藕電容和旁路電容
去藕電容就是起到一個(gè)小電池的作用，滿(mǎn)足電路中電流的變化，避免相互間的耦合干擾。關(guān)于這個(gè)的理解可以參考電源掉電，Bulk電容的計算，這是與之類(lèi)似的。
旁路電容實(shí)際也是去藕合的，只是旁路電容一般是指高頻噪聲旁路，也就是給高頻的開(kāi)關(guān)噪聲提高一條低阻抗泄防途徑。
所以一般的旁路電容要比去藕電容小很多，根據不同的負載設計情況，去藕電容可能區別很大，當旁路電容一般變化不大。關(guān)于有一種說(shuō)法“旁路是把輸入信號中的干擾作為濾除對象，而去耦是把輸出信號的干擾作為濾除對象，防止干擾信號返回電源”，我個(gè)人不太同意，因為高頻信號干擾可以從輸入耦合也可以從輸出耦合，去藕的掉電可以是負載激增的輸出信號也可以是輸入信號源的突變，因此我個(gè)人覺(jué)得怎么區分有點(diǎn)糾結。
電容模型分析
如果電容是理想的電容，選用越大的電容當然越好了，因為越大電容越大，瞬時(shí)提供電量的能力越強，由此引起的電源軌道塌陷的值越低，電壓值越穩定。但是，實(shí)際的電容并不是理想器件，因為材料、封裝等方面的影響，具備有電感、電阻等附加特性；尤其是在高頻環(huán)境中更表現的更像電感的電氣特性。
我們這里使用的電容一般是指多層陶瓷電容器（MLCC），其最大的特點(diǎn)還是由于使用多層介質(zhì)疊加的結構，高頻時(shí)電感非常低，具有非常低的等效串聯(lián)電阻，因此可以使用在高頻和甚高頻電路濾波無(wú)對手。
關(guān)于其特性分析和分類(lèi)可以參考以前的文章：
Surface Mounted Capacitor(表貼電容) Ps:大部分是英文的，我有空把它翻譯整理過(guò)來(lái)。
電容模型為
等效串聯(lián)電阻ESR：由電容器的引腳電阻與電容器兩個(gè)極板的等效電阻相串聯(lián)構成的。當有大的交流電流通過(guò)電容器，ESR使電容器消耗能量(從而產(chǎn)生損耗)，由此電容中常用用損耗因子表示該參數。
等效串聯(lián)電感ESL：由電容器的引腳電感與電容器兩個(gè)極板的等效電感串聯(lián)構成的。
等效并聯(lián)電阻EPR：電容器泄漏電阻，在交流耦合應用、存儲應用(例如模擬積分器和采樣保持器)以及當電容器用于高阻抗電路時(shí)，Rp是一項重要參數，理想
電容器中的電荷應該只隨外部電流變化。然而實(shí)際電容器中的EPR使電荷以RC時(shí)間常數決定的速度緩慢泄放。
通過(guò)上述參數，我們可以知道得到電容阻抗曲線(xiàn)
我找了Murata的電容做了對比
1000pF 0402
100nF 0603
實(shí)際電容的阻抗是如圖所示的網(wǎng)絡(luò )的阻抗特性，在頻率較低的時(shí)候，呈現電容特性，即阻抗隨頻率的增加而降低，在某一點(diǎn)發(fā)生諧振，在這點(diǎn)電容的阻抗等于等效串聯(lián)電阻ESR。在諧振點(diǎn)以上，由于ESL的作用，電容阻抗隨著(zhù)頻率的升高而增加，這是電容呈現電感的阻抗特性。在諧振點(diǎn)以上，由于電容的阻抗增加，因此對高頻噪聲的旁路作用減弱，甚至消失。電容的諧振頻率由ESL和C共同決定，電容值或電感值越大，則諧振頻率越低，也就是電容的高頻濾波效果越差。
ESL首先和電容的封裝直接相關(guān)的，封裝越大，ESL也越大。因此我們并聯(lián)三個(gè)電容以上對于濾除噪聲來(lái)說(shuō)并不是很明顯的。這里有個(gè)問(wèn)題，我們甚至希望可以得到0402的0.1uF的電容，但是這個(gè)是比較難得，因為封裝越小，操作電壓和容值都是有限制的，所以理智的做法就是用兩個(gè)電容。
通過(guò)曲線(xiàn)我們發(fā)現，如果我們只是考慮1MHz以?xún)鹊脑肼暤臅r(shí)候，在大多數情況下，旁路電容的規則可以簡(jiǎn)化為只用0.1 μF電容旁路每一個(gè)芯片。不過(guò)我們要選擇0603的MLCC的電容，而且要注意電路布局。如果我們沿著(zhù)電路板上的電流路線(xiàn)，可以發(fā)現電路板銅線(xiàn)上存在電感。在任何電流路徑上的電感與該路徑的閉環(huán)面積呈正比。因此，當你圍繞一個(gè)區域對元器件進(jìn)行布局時(shí)，你需要把元器件緊湊地布局（為了使電感為最低）。
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