【導讀】構建具有納伏級靈敏度的電壓測量系統會(huì )遇到很多設計挑戰。目前最好的運算放大器（比如超低噪聲AD797）可以實(shí)現低于1nV/ Hz的噪聲性能(1 kHz)，但低頻率噪聲限制了可以實(shí)現的噪聲性能為大約50 nV p-p（0.1 Hz至10 Hz頻段內）。過(guò)采樣和平均可以降低寬帶噪聲的rms貢獻，但代價(jià)是犧牲了更高的數據速率，且功耗較高，但過(guò)采樣不會(huì )降低噪聲頻譜密度，同時(shí)它對1/f區內的噪聲無(wú)影響。
此外，為避免來(lái)自后級的噪聲貢獻，就需要采用較大的前端增益，從而降低了系統帶寬。如果沒(méi)有隔離，那么所有的接地反彈或干擾都會(huì )出現在輸出端，并有可能破壞放大器及其輸入信號的低內部噪聲的局面。表現良好的低噪聲儀表放大器可以簡(jiǎn)化設計，并降低共模電壓、電源波動(dòng)和溫度漂移引起的殘留誤差。
低噪聲儀表放大器AD8428提供2000 精確增益，具備解決這些問(wèn)題所必須的一切特性。AD8428 具有5 ppm/°C最大增益漂移、0.3 μV/°C最大失調電壓漂移、140 dB最小CMRR至60 Hz（120 dB最小值至50 kHz）、130 dB最小PSRR和3.5 MHz帶寬，適合低電平測量系統。最引人注目的是該器件的1.3 nV/ Hz電壓噪聲(1 kHz)和業(yè)界最佳的40 nV p-p噪聲（0.1 Hz至10 Hz）性能，在極小信號下具有高信噪比。兩個(gè)額外的引腳可讓設計人員改變增益或增加濾波器來(lái)降低噪聲帶寬。這些濾波器引腳還提供了降低噪聲的獨特方法。
使用多個(gè)AD8428 儀表放大器降低系統噪聲
圖1 顯示的電路配置可進(jìn)一步降低系統噪聲。四個(gè)AD8428 的輸入和濾波引腳互相短接，降低噪聲至原來(lái)的二分之一?？梢允褂萌我庖粋€(gè)儀表放大器的輸出來(lái)保持低輸出阻抗。此電路可以擴展從而降低噪聲，降低的倍數為所用放大器數的平方根。
圖1. 使用四個(gè)AD8428 儀表放大器的降噪電路
電路如何降低噪聲
每一個(gè)AD8428 產(chǎn)生1.3 nV/ Hz折合到輸入(RTI)的典型頻譜噪聲，該噪聲與其他放大器產(chǎn)生的噪聲不相關(guān)。不相關(guān)的噪聲源以方和根(RSS)的方式疊加到濾波器引腳。另一方面，輸入信號為正相關(guān)。每一個(gè)AD8428 都響應信號在濾波器引腳上生成相同的電壓，因此連接多個(gè)AD8428 不會(huì )改變電壓，增益保持為2000。
噪聲分析
針對圖2電路簡(jiǎn)化版本的分析表明，將兩個(gè)AD8428以此方式連接可以降低噪聲，降低的倍數為2。每一個(gè)AD8428的噪聲都可以在+IN引腳上建模。為了確定總噪聲，可以將輸入接地，并使用疊加來(lái)組合噪聲源。
噪聲源en1經(jīng)200差分增益放大，并到達前置放大器A1的輸出端。就這部分的分析而言，輸入接地時(shí)，前置放大器A2的輸出端無(wú)噪聲。前置放大器A1每個(gè)輸出端與相應前置放大器A2輸出端之間的6 kΩ/6 kΩ電阻分頻器可以采用戴維寧等效電路替代：前置放大器A1輸出端噪聲電壓的一半以及一個(gè)3 kΩ串聯(lián)電阻。這部分就是降低噪聲的機制。完整的節點(diǎn)分析表明，響應en1的輸出電壓為1000 × en1。由于對稱(chēng)，因此響應噪聲電壓en2的輸出電壓為1000 × en2。en1和en2幅度都等于en，并且將作為RSS疊加，導致總輸出噪聲為1414 × en。
圖2. 噪聲分析簡(jiǎn)化電路模型
為了將其折合回輸入端，就必須驗證增益。假設在+INPUT和–INPUT之間施加差分信號VIN。A1第一級輸出端的差分電壓等于VIN × 200。同樣的電壓出現在前置放大器A2的輸出端，因此沒(méi)有分頻信號進(jìn)入6 kΩ/6 kΩ分頻器，并且節點(diǎn)分析表明輸出為VIN × 2000。因此，總電壓噪聲RTI為en × 1414/2000，等效于en/2。使用AD8428的1.3 nV/Hz典型噪聲密度，則兩個(gè)放大器配置所產(chǎn)生的噪聲密度約為0.92 nV/Hz。
使用額外的放大器之后，濾波器引腳處的阻抗發(fā)生改變，進(jìn)一步降低噪聲。例如，如圖1所示使用四個(gè)AD8428，則前置放大器輸出端到濾波器引腳之間的6 kΩ電阻后接三個(gè)6 kΩ電阻，分別連接每一個(gè)無(wú)噪聲前置放大器的輸出端。這樣便有效地創(chuàng )建了6 kΩ/2 kΩ電阻分頻器，將噪聲進(jìn)行四分頻處理。因此，正如預測的那樣，四個(gè)放大器的總噪聲便等于en/2。
進(jìn)行噪聲與功耗的權衡取舍
主要的權衡取舍來(lái)自功耗與噪聲。AD8428具有極高的噪聲-功耗效率，輸入噪聲密度為1.3 nV/Hz（6.8 mA最大電源電流）。為了進(jìn)行對比，考慮低噪聲AD797運算放大器——該器件需要10.5 mA最大電源電流來(lái)達到0.9 nV/Hz。一個(gè)分立式G = 2000低噪聲儀表放大器采用兩個(gè)AD797運算放大器和一個(gè)低功耗差動(dòng)放大器構建，需要使用21 mA以上電流，實(shí)現兩個(gè)運算放大器和一個(gè)30.15 Ω電阻貢獻的1.45 nV/Hz噪聲RTI性能。
除了很多放大器并聯(lián)連接使用的電源考慮因素外，設計人員還必須考慮熱環(huán)境。采用±5 V電源的單個(gè)AD8428因內部功耗會(huì )使溫度上升約8°C。如果很多個(gè)器件靠近放置，或者放置在封閉空間，則它們之間會(huì )互相傳導熱量，需考慮使用熱管理技術(shù)。
SPICE仿真
SPICE電路仿真雖然不能代替原型制作，但作為驗證此類(lèi)電路構想的第一步很有用。若要驗證此電路，可以使用ADIsimPE仿真器和AD8428 SPICE宏模型仿真兩個(gè)器件并聯(lián)時(shí)的電路性能。圖3中的仿真結果表明該電路的表現與預期一致：增益為2000，噪聲降低30%。
圖3. SPICE仿真結果
測量結果
在工作臺上測量四個(gè)AD8428組成的完整電路。測得的RTI噪聲頻譜密度為0.7 nV/Hz (1 kHz)，0.1 Hz至10 Hz范圍內具有25 nV p-p。這比很多納伏電壓表的噪聲都要更低。測得的噪聲頻譜和峰峰值噪聲分別如圖4和圖5所示。
圖4. 圖1中電路的電壓噪聲頻譜測量值
圖5. 圖1中電路測得的0.1 Hz至10 Hz RTI噪聲
結論
納伏級靈敏度目標非常難以達成，會(huì )遇到很多設計挑戰。對于需要低噪聲和高增益的系統，AD8428儀表放大器具有實(shí)現高性能設計所需的特性。此外，該器件獨特的配置允許將這個(gè)不尋常的電路加入其納伏級工具箱內。
參考電路
MT-047指南：運算放大器噪聲。
MT-048指南：運算放大器噪聲關(guān)系：1/f噪聲、均方根(RMS)噪聲與等效噪聲帶寬。
MT-049指南：?jiǎn)螛O點(diǎn)系統的運算放大器總輸出噪聲計算。
MT-050指南：二階系統的運算放大器總輸出噪聲計算。
MT-065指南：儀表放大器噪聲。
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