1.前言

 

有源鉗位正激（ACF）控制器在高頻dc-dc模塊中很受歡迎：近零電壓開(kāi)關(guān)、減小尺寸的磁性器件和高能效的設計是ACF的特點(diǎn)。如果設計功率級需要注意任何高功率設計，那么從轉換器的控制-輸出傳遞函數可以很好地了解補償策略，以滿(mǎn)足交越和相位裕度等設計目標。本文將先論述ACF傳遞函數，然后再給出一個(gè)典型的補償示例。

 

2.功率級運行

 

圖1顯示的是一個(gè)ACF的簡(jiǎn)化電路圖，其具體運行細節可見(jiàn)參考文獻[1]。正常情況下，晶體管Q1在經(jīng)典的正激轉換器中工作，但當它關(guān)斷時(shí)，其退磁過(guò)程會(huì )涉及到鉗位電容Cclp和初級電感Lmag之間的諧振周期。一部分存儲在磁化電感中的能量會(huì )將漏極連接處的集總電容轉移，同時(shí)VDS(t)上升，直到找到流過(guò)Q2體二極管的路徑。然后，通過(guò)在零電壓開(kāi)關(guān)（ZVS）條件下導通Q2，使后者短路：現在，Q1的漏極被鉗位到Vin加Cclp的電壓Vclp?？紤]到Lmag和Cclp之間的諧振周期，循環(huán)電流最終會(huì )反轉，并流過(guò)Q2（導通狀態(tài)）和磁化電感Lmag。

 

 

在某個(gè)點(diǎn)，控制器將指示Q2開(kāi)通，迫使電流離開(kāi)包括Cclp在內的網(wǎng)格，自然地流過(guò)輸入源Vin和漏極集總電容：漏極節點(diǎn)開(kāi)始下降，直到一個(gè)新的開(kāi)關(guān)周期，從而降低了導通損耗。

 

 

如圖2所示，在MOSFET轉換之間插入了一個(gè)死區時(shí)間，從而提供了產(chǎn)生漏源諧振周期的時(shí)間，該周期現在涉及Clump的Lmag，以達到一個(gè)谷點(diǎn)。在某些運行條件下（較小的輸出電流），漏波觸地會(huì )導致零導通損耗。

 

3.傳遞函數

 

在補償轉換器或任何系統之前，您需要功率級的控制-輸出傳輸函數。換句話(huà)說(shuō)，如果您想用正弦波來(lái)激勵控制輸入，這里指的是脈寬調制器（PWM），那如何通過(guò)功率級來(lái)傳輸信息，并在輸出中產(chǎn)生響應呢？將響應與激勵聯(lián)系起來(lái)的數學(xué)關(guān)系就是我們需要的傳遞函數H。

公式(1)導出了電壓模式下ACF的控制-輸出傳遞函數，通過(guò)四階多項式描述了該轉換器：

 

 

方程由兩個(gè)部分組成：左邊是經(jīng)典正激轉換器項，其中：

 

 

公式(1)中的第二項表示有源鉗位電路的增加，以及圍繞Cclp和Lmag建立諧振網(wǎng)絡(luò )的影響：

 

 

在這些表達式中，rL和rC分別表示輸出電感（Lout）和電容（Cout）等效串聯(lián)電阻（ESR），ron1表示主開(kāi)關(guān)晶體管rDS(on)，ron2表示有源鉗位晶體管rDS(on)，N表示變壓器匝比，D0表示靜態(tài)占空比。

 

根據該表達式，我們可獲得10-Hz至100-kHz頻率范圍的幅值和相位響應的波特圖（如圖3所示）。各器件的值即為由安森美半導體的NCP1566參考文獻[2]供電的3.3-V/30-A dc-dc模塊的值。有源鉗位部分是特意非阻尼的，并假定Q2是低rDS(on)的MOSFET。

 

 

當頻率達到公式(3)所描述的諧振時(shí)，您可觀(guān)察到受相位嚴重失真影響的幅值毛刺。幅值下降歸因于一次側諧振電流的突增，這導致了一次側功率MOSFET Q1的壓降。如公式(1)中右側項所示，此壓降會(huì )從輸入電壓Vin中減去，并創(chuàng )建可觀(guān)察到的響應陷波。根據參考文獻[3]和文獻[4]的建議，選擇一個(gè)在Lmag-Cclp的最小諧振頻率之前的交越點(diǎn)是明智的，因為此時(shí)存在嚴重的相位滯后。但是，如果在有源鉗位電路中施加適當的阻尼，則可以擴展交越。如參考文獻[5]所示，在瞬態(tài)條件下，必須仔細研究這種決策對主MOSFET漏源峰值電壓的影響。圖4顯示相同的傳遞函數，現在被Q2的2.5-ΩrDS(on)所抑制：幅值和相位響應非常接近經(jīng)典正激轉換器的幅值和相位響應，而且可以在諧振陷波之外選擇fc。

 

 

4.脈寬調制器

 

公式 (1)中給出的表達式不包括PWM模塊的影響。在一個(gè)隔離開(kāi)的dc-dc轉換器中，調節回路位于二次側，光耦合器會(huì )偏置控制器反饋引腳來(lái)控制占空比。在大功率轉換器中常見(jiàn)的一種方案是并聯(lián)調節器：光耦合器不是通過(guò)公共發(fā)射極配置將引腳拉低至接地，而是通過(guò)發(fā)射極連接控制器并注入電流。此電流在內部呈鏡像，可以拉低一個(gè)由50kΩ電阻加載的內部節點(diǎn)。這種電壓偏置PWM比較器，可確保穩壓。當輸入動(dòng)態(tài)電阻壓降較小時(shí)，由于準恒定VCE電壓，該技術(shù)使米勒效應最小化：光耦合器極被推到更高的頻率，避免閉環(huán)時(shí)發(fā)生問(wèn)題。動(dòng)態(tài)電阻rd=400Ω，但對頻率分析不產(chǎn)生影響。如果將電容反饋引腳接地，則會(huì )產(chǎn)生影響。但是，除此配置之外，阻抗需為ac，因為單獨的光耦合器可以調節輸入電流。此電流被10除（單位記為div），并通過(guò)拉高阻抗，調節內部操作點(diǎn)。

 

在倒相引腳上，定時(shí)電容Cramp由取決于輸入電壓的電流充電。因此，模擬鋸齒波的斜率將與輸入電壓有關(guān)，隨著(zhù)Vin變化而動(dòng)態(tài)地改變增益。此配置實(shí)現我們所謂的前饋操作?？赡茱@示參考文獻[6]該調制單元的小信號增益等于：

 

 

 

在公式(1)中，您可看到在方程的右邊出現了Vin，表示傳輸函數的直流增益（s=0）將隨輸入電壓的變化而變化。因此，交越頻率和穩定性也許都會(huì )受到影響。通過(guò)PWM傳遞函數（公式(4)），分母中的Vin抵消了輸入電壓的影響，在輸入范圍內穩定了環(huán)路增益和交越頻率。

 

5.Type 3補償器

 

為設計ACF轉換器的環(huán)路增益，我們需要將PWM模式激勵因子D(s)與觀(guān)察到的變量Vout(s)響應聯(lián)系起來(lái)的傳遞函數。我們將通過(guò)極點(diǎn)-零點(diǎn)位置應用選定的設計策略，以確保轉換器的強固性和良好的瞬態(tài)響應。

 

圖6表示含一個(gè)Type3補償器的典型架構，Type3補償器采用光耦合器隔離。該光耦合器本身受電流傳輸比(CTR)和極點(diǎn)的影響，極點(diǎn)的位置取決于負載電阻。在本應用中，分流調節反饋輸入讀取光耦合器電流。負載電阻是rd且相當小，這意味著(zhù)我們必須描述一個(gè)相當高頻率的光耦合器極點(diǎn)，以便之后中和它參考文獻[7]。這里注意，LED連接到二次側的一個(gè)安靜的Vcc點(diǎn)（或輔助電壓Vaux），與Vout完全交流耦合。需要注意這一點(diǎn)，否則會(huì )產(chǎn)生快速的通道，使補償器參考文獻[7]的頻率響應失真。LED中的交流電流（忽略其動(dòng)態(tài)電阻）由下式給出：

 

 

Zf和Zi 是圖6中所圈部分的阻抗。從這兩個(gè)網(wǎng)絡(luò )中，我們可用快速分析電路技術(shù)參考文獻[8]來(lái)推斷我們想要的傳遞函數零點(diǎn)的位置。在Vout有激勵的情況下，需要怎樣的Zf和Zi 阻抗組合，才能使輸出VFB為零？

 

 

有兩個(gè)條件：

 

1． 當Vout在sz處調諧時(shí)，Zi幅值無(wú)窮大，則VFB(sz) = 0 V。Zi由分子和分母D(s)組成。當D(sz) = 0時(shí)，這個(gè)阻抗無(wú)窮大。因此，這個(gè)一階網(wǎng)絡(luò )的極點(diǎn)是我們想要的零點(diǎn)。影響Zi的時(shí)間常數是通過(guò)暫時(shí)斷開(kāi)C3和“觀(guān)察”通過(guò)其連接端子提供的電阻來(lái)獲得的。在我們的思維中，時(shí)間常數是，網(wǎng)絡(luò )極點(diǎn)或傳遞函數零點(diǎn)就僅是。

 

2． 當R2和C1串聯(lián)構成變換短路時(shí)，輸出也為零。這個(gè)阻抗被定義為。您可以通過(guò)得到零點(diǎn)，從而定義了第二個(gè)零點(diǎn)位置在。接下來(lái)，我們可根據公式更新公式(7)。

 

 

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