為MEMS實(shí)現有線(xiàn)物理層接口的常見(jiàn)挑戰包括管理EMC可靠性和數據完整性。但是，在RS-485/RS-422長(cháng)電纜上分布SPI之類(lèi)的時(shí)鐘同步接口，同時(shí)在相同的雙絞線(xiàn)（虛假電源）上部署電源和數據時(shí)，會(huì )帶來(lái)更多挑戰。本文討論以下關(guān)鍵問(wèn)題，并就物理層接口設計提供建議：

 

●  管理系統時(shí)間同步

●  推薦的數據速率與電纜長(cháng)度

●  適用于共用電源和數據架構的濾波器設計和仿真

●  虛假電源結構中的無(wú)源元件性能權衡

●  元件選擇和系統設計窗口

●  試驗性測量

 

時(shí)間同步和電纜長(cháng)度

 

設計SPI至RS-485/RS-422鏈路時(shí)，電纜和元件會(huì )影響系統時(shí)鐘和數據同步。在長(cháng)電纜中傳輸時(shí)，SCLK信號會(huì )在電纜中產(chǎn)生傳播延遲，100米長(cháng)的電纜會(huì )延遲約400ns到500 ns。對于MOSI數據傳輸，MOSI和SCLK會(huì )被電纜延遲同等時(shí)間。然而，從從機MISO發(fā)送到主機的數據會(huì )出現兩倍傳播延遲，因而不再與SCLK同步?？赡艿淖畲骃PI SCLK基于系統傳播延遲設置，包括電纜傳播延遲，以及主機和從機元件傳播延遲。

 

圖1展示系統傳播延遲如何導致SPI主機上出現不準確的SPI MISO采樣。對于沒(méi)有采用RS-485/RS-422電纜的系統，MISO數據和SPI SCLK會(huì )以低延遲或無(wú)延遲同步。對于采用了電纜的系統，SPI從機上的MISO數據與SPI SCLK之間存在一個(gè)系統傳播延遲，如圖1中的tpd1所示?；氐街鳈C的MISO數據存在兩個(gè)系統傳播延遲，如tpd2所示。當數據由于電纜和元件傳播延遲而右移時(shí)，會(huì )發(fā)生不準確的數據采樣。

 

圖1.采用與不采用RS-485/RS-422長(cháng)電纜的系統的MISO數據和SPI SCLK同步。

 

為了防止出現不準確的MISO采樣，可以縮短電纜長(cháng)度、降低SPI SCLK，或者在主控制器中實(shí)施SPI SCLK補償方案（時(shí)鐘相位偏移）。理論上，系統傳播延遲應該小于SCLK時(shí)鐘周期的50%，以實(shí)現無(wú)錯通信；在實(shí)踐中，可以將系統延遲限值確定為SCLK的40%，這可以作為一般規則。

 

圖2針對1.1部分中描述的兩個(gè)SPI至RS-485/RS-422設計提供SPI SCLK和電纜長(cháng)度指南。這種非隔離設計使用了ADI公司具備高速EMC穩健性的小型RS-485/RS-422器件（ADM3066E和ADM4168E）。這種隔離設計還采用了ADI公司的iCoupler®信號和電源隔離ADuM5401器件，可以為SPI至RS-485/RS-422鏈路提供更高的EMC穩健性和抗噪聲干擾性能。這種設計會(huì )增加系統傳播延遲，導致不可在更高的SPI SCLK速率下運行。在更長(cháng)的電纜（超過(guò)30米）中傳輸時(shí)，強烈建議增加隔離，以幫助消除接地回路和EMC事件的影響，例如靜電放電(ESD)、電快速瞬變脈沖群(EFT)，以及與數據傳輸電纜耦合的高壓浪涌。當電纜長(cháng)度達到或超過(guò)30米時(shí)，隔離和非隔離設計的SPI SCLK和電纜長(cháng)度性能相似，如圖2所示。

 

圖2.針對隔離和非隔離設計的SPI SCLK和電纜長(cháng)度指南。

 

虛假電源

 

背景知識

 

虛假電源將電源和數據部署在一根雙絞線(xiàn)上，在主機和從機之間實(shí)現單電纜解決方案。將數據和電源部署在同一根電纜上，可以在空間有限的邊緣傳感器節點(diǎn)上實(shí)現單連接器解決方案。

 

電源和數據通過(guò)電感電容網(wǎng)絡(luò )分布在單根雙絞線(xiàn)上，具體如圖3所示。高頻數據通過(guò)串聯(lián)電容與數據線(xiàn)路耦合，可以保護RS-485/RS-422收發(fā)器免受直流總線(xiàn)電壓影響，如圖3a所示。圖3所示為通過(guò)連接至數據線(xiàn)路的電感連接至主機控制器的電源。如圖3b所示，5V直流電源對交流數據總線(xiàn)實(shí)施偏置。在圖3c中，電流路徑顯示為從機和主機之間的IPWR，使用電纜遠端基于狀態(tài)監控(CbM)的從機傳感器節點(diǎn)上電感從線(xiàn)路中獲取電源。

 

圖3.虛假電源物理層的交流和直流電壓電平。

 

高通濾波器

 

在本文中，假設將虛假電源電感電容網(wǎng)絡(luò )部署到兩根電纜中，這會(huì )部署SPI MISO信號的RS-485/RS-422轉換。圖4描述主機和從機SPI至RS-485/RS-422的設計，以及SPI MISO數據線(xiàn)的虛假電源濾波器電路。濾波器電路采用高通電纜，所以要求傳輸的數據信號不能包含直流內容或極低頻率的內容。

 

圖4.SPI至RS-485/RS-422設計和虛假電源濾波器電路。

 

圖5所示為二階高通濾波器電路，這是對圖4的簡(jiǎn)化演示。RS-485/RS-422發(fā)射器的電壓輸出標記為VTX，R1具備15Ω輸出電阻。R2為30 kΩ，是RS-485/RS-422接收器的標準輸入電阻。電感(L)和電容(C)值可以選擇，以匹配所需的系統數據速率。

 

選擇電感(L)和電容(C)值時(shí)，需要考慮最大的RS-485/RS-422總線(xiàn)壓降和壓降時(shí)間，如圖6所示。存在一些標準，例如對于單根雙絞線(xiàn)以太網(wǎng)2，指出的最大可允許壓降和壓降時(shí)間如圖6a所示。對于有些系統，最大的可允許壓降和壓降時(shí)間值可能更大，受信號極性交越點(diǎn)限制，如圖6b所示。

 

壓降和壓降時(shí)間可與圖5中的仿真配對，以確定系統的高通頻率。

 

對于衰減出色的系統，高通濾波器截止頻率和壓降要求之間的關(guān)系如公式1.3所示

 

 

在SPI至RS-485/RS-422通信系統中增加虛假電源時(shí)，很顯然可允許的最低SPI SCLK速率會(huì )受虛假電源濾波器元件限制。

 

為了實(shí)現不含位錯誤的可靠通信，需要考慮最糟糕場(chǎng)景下的最低SPI SCLK，例如，當所有的SPI MISO采樣位處于邏輯高電平時(shí)，如圖7所示。如果所有的MISO采樣位都處于邏輯高電平，會(huì )導致位數據數率低于系統SPI SCLK。例如，如果SPI SCLK為2 MHz，且所有16個(gè)位都處于邏輯高電平，那么虛假電源LC濾波器網(wǎng)絡(luò )的速率相當于125 kHz的SPI MISO位數率。

 

如“時(shí)間同步和電纜長(cháng)度”部分所示，電纜長(cháng)度越長(cháng)，需要的SPI SCLK速率越低。但是，虛假電源會(huì )限制最低的SPI SCLK速率。要平衡這些對立的要求，就需要小心選擇和確定無(wú)源濾波器元件的特性，尤其是電感。

 

圖5.RS-422發(fā)射數據路徑和RS-485/RS-422接收數據路徑的二階高通濾波器。

 

圖6.RS-422接收器的壓降和壓降時(shí)間。

 

圖7.具有MISO 16位突波（所有都處于邏輯高電平）的SPI協(xié)議。

 

無(wú)源元件選擇

 

在選擇合適的功率電感時(shí)，需要考慮許多參數，包括足夠的電感、額定/飽和電流、自諧振頻率(SRF)、低直流電阻(DCR)和封裝尺寸。表1提供選擇的功率電感和參數。

 

額定電流需要滿(mǎn)足或超過(guò)遠程供電的MEMS傳感器節點(diǎn)的總電流要求，額定飽和電流需要更大。

 

此電感不會(huì )給交流數據造成高于其SRF的高阻抗，在達到某個(gè)點(diǎn)之后，會(huì )開(kāi)始呈現電容性阻抗特性。選擇的電感SRF會(huì )限制在SPI至RS-485/RS-422物理層上使用的最大SPI SCLK，如圖1所示。在長(cháng)電纜上使用時(shí)，可能不會(huì )接觸到SRF電感；例如，電纜超過(guò)10米時(shí)，可能無(wú)法達到11 MHz SPI SCLK速率（產(chǎn)品型號為744043101的SRF）。在其他情況下，在長(cháng)電纜上運行時(shí)，電感SRF可能達到更低的SPI SCLK速率（2.4 MHz、1.2 MHz）。如前所述，在虛假電源濾波器網(wǎng)絡(luò )中使用時(shí)，電感也會(huì )限制可允許的最低SCLK速率。

 

值更大的電感可以采用12.7 mm × 12.7 mm封裝，值更小的電感可以采用4.8 mm × 4.8 mm封裝。

 

表2顯示在通過(guò)權衡這些對立要求，以最小化電感尺寸時(shí)，會(huì )因為物理限制（內部繞組）等受到限制。

 

表1.選擇的功率電感參數

 

表2.功率電感——對封裝尺寸的限制

 

選擇合適的直流電壓隔離電容時(shí)，受限因素包括瞬態(tài)過(guò)電壓額定值和直流電壓額定值。直流電壓額定值需要超過(guò)最大的總線(xiàn)電壓偏置值，具體如圖3所示。電路或連接器短路時(shí)，電感電流會(huì )失衡，會(huì )被端電極阻抗消耗。出現短路時(shí)，需要設置隔直電容的額定值，以實(shí)現峰值瞬態(tài)電壓。例如，在低功率系統中，電感飽和電流約為1 A時(shí)，對應的隔直電容額定值至少為直流50 V。4

 

系統實(shí)現

 

設計窗口和元件選擇

 

在RS-485/RS-422長(cháng)電纜上使用SPI之類(lèi)的時(shí)鐘同步接口，同時(shí)在相同的雙絞線(xiàn)（虛假電源）上部署電源和數據時(shí)，存在多種設計限制，具體如圖8所示?？稍试S的最小SPI SCLK由虛假電源濾波器元件設置，即SPI數據線(xiàn)上的高通濾波器數據。最大的SPI SCLK由虛假電源電感自諧振頻率(SRF)或系統傳播延遲設置，以SPI SCLK值更低者為準。

 

圖8.設計窗口限制。

 

表3提供建議使用的電感和電容值，對應的最小SPI SCLK通過(guò)模擬圖5確定，使用圖6和公式1作為指導。其中，假設VDROOP為VPEAK的99%。最小的SPI SCLK也會(huì )考慮最糟糕的場(chǎng)景，如圖7所示，其中所有數據突波位都處于邏輯高電平。對應的電纜長(cháng)度根據圖2預估。最大SPI SCLK由系統傳播延遲或電感SRF值設置。

 

下面是一個(gè)計算示例。

 

要確定最大SPI SCLK：

 

●  指明系統所需的電纜長(cháng)度。在本例中，我們選擇使用10米長(cháng)的RS-485/RS-422電纜。

●  使用圖2確定系統可允許的最大SPI SCLK。電纜10米長(cháng)時(shí)，約采用2.6 MHz SPI SCLK。將最大SPI SCLK降低10%，以獲取LC元件容差，從而提供2.3 MHz SPI SCLK?？稍试S的最大SPI SCLK也可能受選擇的電感的SRF限制。

 

要確定最小SPI SCLK：

 

●  考慮SPI協(xié)議，其中MISO線(xiàn)路上的所有位都處于邏輯高電平。在本例中，我們選擇使用16位SPI協(xié)議，其中會(huì )在32 SCLK瞬態(tài)期間對16位SPI MISO數據采樣。如果所有16位都處于邏輯高電平，那么有效位的速率為2.3 MHz / 32 = 72 kHz。

 

●  按照圖5，在VTX上的方波為72 kHz時(shí)，可以使用多個(gè)L和C值來(lái)模擬電纜VRX遠端上的電壓波形。在電纜長(cháng)度增加時(shí)，電感值和電感封裝尺寸會(huì )增加。電容值也會(huì )增加。

 

●  L和C值的選擇可變，具體由所需的壓降設置決定，如圖6所示。在本例中，假設VDROOP = VPEAK × 99%。

 

●  在VTX上使用100 µH電感、3.3 µF電容和72 kHz方波時(shí)，會(huì )產(chǎn)生7 µs TDROOP，其中VDROOP = VPEAK × 99%。

 

●  6 µs至7 µs TDROOP相當于2.3 MHz至2.6 MHz SPI SCLK。

 

●  如果選擇100 µH (744043101)電感，2.6 MHz SPI SCLK低于11 MHz電感SRF。

 

如果使用100 µH電感和3.3 µF電容，可以最大限度減小元件的PCB面積。使用更大的電感時(shí)，例如1000 µH或2200 µH，元件的PCB面積可能增大3倍。最大的SPI SCLK理論值由電感SRF設置，這實(shí)際上是不可能的，例如，在11 MHz時(shí)在沒(méi)有時(shí)鐘補償的系統中使用100 µH (744043101)。

 

表3.各種虛假電源濾波器元件

 

如果使用更大的電感，例如2200 µH，網(wǎng)絡(luò )需要更多電容和電阻來(lái)衰減系統諧振。額外的元件用藍色表示，在圖9中標記為RDAMP (1 kΩ)和CDAMP (47 µF)。

實(shí)驗設置

 

圖10所示為ADI公司的有線(xiàn)CbM評估平臺，因此被稱(chēng)為Pioneer 1。此系統使用第一部分所示的SPI至RS-485/RS-422設計解決方案。Pioneer 1也包括ADcmXL3021寬帶寬、低噪聲、三軸MEMS加速度計，將高性能和多種信號處理功能結合到一起，以簡(jiǎn)化CbM系統中的智能傳感器節點(diǎn)開(kāi)發(fā)。SPI至RS-485/RS-422從機將ADcmXL3021 SPI輸出通過(guò)10米電纜返回到主機控制器，以實(shí)施振動(dòng)數據分析。SPI至RS-485設計使用虛假電源100 µH電感和3.3 µF電容來(lái)最小化從機接口解決方案的尺寸，該方案的大小為26 mm × 28 mm（不包括接口連接器）。

 

圖9.增加更多系統衰減，以支持更大的電感和電容濾波器。 

 

圖10.Pioneer 1基于狀態(tài)監控的有線(xiàn)評估系統。

 

虛假電源線(xiàn)上的交流數據波形

 

圖11和表4顯示在SPI主機和從機上，以及在RS-485/RS-422差分電壓總線(xiàn)上測量的電壓。這些電壓使用圖10中的示例應用設置測量。模擬信號1（黃色）和2（藍色）是表示MISO信號（紫色）的總線(xiàn)壓差，在SPI從機輸出端測量。數字信號4（黃色）顯示在主機控制器上采樣的MISO。SPI主機上的MISO信號與SPI從機上的MISO的極性和相位匹配，且無(wú)傳播延遲。

 

表4.測量的示波器通道和信號

 

圖11.在SPI主機和從機上，以及在RS-422差分電壓總線(xiàn)上測量的電壓。

 

虛假電源線(xiàn)上的直流正確性

 

圖12表示ADcmXL3021正常模式，其中包括SPI協(xié)議，該協(xié)議在MISO上發(fā)送16位數據突波，之后空閑一段時(shí)間（最短16 µs），然后再發(fā)送另一個(gè)16位數據突波。

 

在虛假電源網(wǎng)絡(luò )中，使用100 µH電感和3.3 µF電容：

 

●  在幀末尾(EOF)，RS-485/RS-422總線(xiàn)電壓衰減回到穩定的直流狀態(tài)。

●  空閑期直流穩定狀態(tài)要求差分電壓RS-422 B-A > 500 mV，用于反映ADcmXL3021 MISO高阻狀態(tài)，以及確保ADM4168E收發(fā)器輸出上提供邏輯0。如圖4中的濾波器電路所示，如果使用500 Ω電阻，即可確保這個(gè)空閑狀態(tài)的正確性。

●  下一個(gè)幀起始(SOF)將從低電平正確瞬變到高電平，或者保持低電平，具體由ADcmXL3021的MISO數據輸出決定。

●  空閑期RS-485/RS-422總線(xiàn)穩定狀態(tài)不與SPI SCLK邊緣對應，所以隨機噪聲不會(huì )影響這段時(shí)間內的SPI MISO數據采樣。

 

在虛假電源網(wǎng)絡(luò )中，使用1000 µH電感和4.7 µF電容：

 

uADcmXL3021 MISO輸出之后依次出現EOF、空閑期和SOF，在空閑期，總線(xiàn)電壓電平不會(huì )衰減回到500 mV最低直流穩定狀態(tài)?？赡艹霈F一定的電壓電平衰減，但不會(huì )衰減到500 mV。

 

圖12.虛假電源線(xiàn)上的直流正確性。

 

有線(xiàn)評估解決方案

 

ADI公司開(kāi)發(fā)出Pioneer 1有線(xiàn)系統評估解決方案，以支持ADcmXL3021三軸MEMS加速度計。如維基百科指南所述，Pioneer 1評估套件也可以利用擴展板，支持表5所示的MEMS器件。

 

表5.適用于MEMS傳感器的有線(xiàn)評估解決方案

 

參考資料

 

1 Richard Anslow和Dara O’Sullivan。“為工業(yè)4.0啟用可靠的基于狀態(tài)的有線(xiàn)監控——第1部分。”ADI公司，2019年7月。

2 “IEEE 802.3bu-2016——IEEE以太網(wǎng)標準——修正案8：?jiǎn)胃胶怆p絞線(xiàn)以太網(wǎng)由數據線(xiàn)供電(PoDL)的電線(xiàn)的物理層和管理參數。”IEEE，2017年2月。

3 Andy Gardner。“PoDL：去耦網(wǎng)絡(luò )演示。”凌力爾特，2014年5月。

4 Andy Gardner。“PoDL瞬時(shí)連接器和電纜短路。”凌力爾特，2014年9月。

 

作者簡(jiǎn)介

 

Richard Anslow是ADI公司自動(dòng)化與能源業(yè)務(wù)部互連運動(dòng)和機器人團隊的系統應用工程師。他的專(zhuān)長(cháng)領(lǐng)域是基于狀態(tài)的監測和工業(yè)通信設計。他擁有愛(ài)爾蘭利默里克大學(xué)頒發(fā)的工程學(xué)士學(xué)位和工程碩士學(xué)位。聯(lián)系方式：richard.anslow@analog.com。

Dara O’Sullivan是ADI公司自動(dòng)化與能源業(yè)務(wù)部互連運動(dòng)和機器人團隊的系統應用經(jīng)理。他的專(zhuān)長(cháng)領(lǐng)域是工業(yè)運動(dòng)控制應用的功率轉換、控制和監測。Dara擁有愛(ài)爾蘭科克大學(xué)工程學(xué)士、工程碩士和博士學(xué)位。自2001年起，Dara便從事研究、咨詢(xún)和工業(yè)領(lǐng)域的工業(yè)與可再生能源應用方面的工作。聯(lián)系方式：dara.osullivan@analog.com

 

 

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