基于惠斯頓電橋的壓力傳感器

許多壓力傳感器使用微機電系統(MEMS)技術(shù)，它們由4個(gè)采用惠斯頓電橋結構連接的壓敏電阻組成。當這些傳感器上沒(méi)有壓力時(shí)，橋中的所有電阻值都是相等的。當有外力施加于電橋時(shí)，兩個(gè)相向電阻的阻值將增加，而另兩個(gè)電阻的阻值將減小，而且增加和減小的阻值彼此相等。

遺憾的是，事情并非如此簡(jiǎn)單，因為傳感器存在偏移和增益誤差。偏移誤差是指沒(méi)有壓力施加于傳感器時(shí)存在輸出；增益誤差指傳感器輸出相對于施加于傳感器外力的敏感程度。典型傳感器一般規定激勵電壓為5V，具有20mV/V的標稱(chēng)滿(mǎn)刻度輸出。這意味著(zhù)在激勵電壓為5V時(shí)，標稱(chēng)滿(mǎn)刻度輸出為：20 mV/V × 5 V = 100 mV.

偏移電壓可能是2mV，或滿(mǎn)刻度的2%；最小和最大滿(mǎn)刻度輸出電壓可能是50mV和150mV，或標稱(chēng)滿(mǎn)刻度的±50%。

假設兩個(gè)電阻串聯(lián)形成電阻串，由于是等值電阻，因此兩電阻間的節點(diǎn)電壓是電阻串電壓的一半。如果一個(gè)電阻值增加1%，另一個(gè)電阻減小1%，那么兩個(gè)電阻節點(diǎn)處的電壓將改變1%。如果將兩個(gè)電阻串進(jìn)行并聯(lián)，如圖1所示，左邊下方的電阻和右邊上方的電阻阻值均減小1%，另外兩個(gè)電阻增加1%，那么兩個(gè)“中”點(diǎn)間的電壓將從零差值變?yōu)楦淖?%。兩個(gè)并行分支的這種配置就被稱(chēng)為惠斯頓橋。

 
圖1：受激勵電壓VEX和差分輸出電壓V驅動(dòng)的惠斯頓橋

如果不了解偏移以及傳感器輸出電壓和壓力之間的真實(shí)關(guān)系，我們就只能粗略估計施加于傳感器上的壓力大小。這意味著(zhù)需要采樣校準的方法來(lái)獲得更好的精度。

幸運的是，給定傳感器的偏移和滿(mǎn)刻度誤差隨時(shí)間變化相當穩定，因此一旦傳感器得到校準，在該傳感器生命期內可能無(wú)需改變校準系數就能滿(mǎn)足精度要求。當然，在每次上電時(shí)通常需要再次校準系統。

基本信號調節電路由一個(gè)儀表放大器和一個(gè)模數轉換器(ADC)組成。儀表放大器將來(lái)自傳感器的小輸出電壓放大到適合ADC的電平，然后由ADC將放大后的傳感器輸出電壓轉換為數字式，再交給控制器或DSP處理(圖2)。儀表放大器可以用來(lái)避免橋過(guò)載，而這種過(guò)載會(huì )改變傳感器輸出電壓值。

 
圖2：基本壓力傳感器調節電路

傳感器的滿(mǎn)刻度輸出即最大輸入，能夠在放大器輸入端看到。當傳感器輸出處于滿(mǎn)刻度時(shí)，ADC輸入應該接近其滿(mǎn)刻度值，這個(gè)值通常就是ADC的參考電壓VREF。放大器要求的增益大小為：

 

其中VREF代表ADC的參考電壓，“Sensor FS”是傳感器的滿(mǎn)刻度輸出值。假設電阻完美匹配，那么儀表放大器的增益等于：

 

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需要解決的挑戰

如前所述，關(guān)于傳感器有兩大挑戰需要解決：首先是傳感器具有輸出偏移，這個(gè)偏移可以在圖2中的VOFF點(diǎn)加合適的電壓進(jìn)行調整，或者在傳感器輸出被數字化后用軟件消除。如果用軟件處理，那么VOFF就變成0伏。

用軟件消除偏移的問(wèn)題在于，限制了可測量的傳感器范圍。如果偏移是正的，將限制可以測量的最大傳感器輸出，因為放大的傳感器輸出可能比期望的更早達到ADC滿(mǎn)刻度值。如果偏移是負的，將無(wú)法精確測量很小的傳感器輸出電平，因為在超過(guò)放大的偏移值之前，ADC輸出代碼不會(huì )高過(guò)零值。

第二個(gè)挑戰是可能針對傳感器滿(mǎn)刻度輸出的輸出電壓值范圍。例如，標稱(chēng)滿(mǎn)刻度輸出電壓為100mV的傳感器可能有這樣一個(gè)指標，它表明了這種滿(mǎn)刻度輸出低至50mV和高至150mV的可能性。

如果滿(mǎn)刻度傳感器輸出低于標稱(chēng)值，ADC的滿(mǎn)刻度范圍就不會(huì )使用。如果滿(mǎn)刻度傳感器輸出超過(guò)標稱(chēng)值，ADC輸出將在傳感器輸出達到其滿(mǎn)刻度之前先達到ADC滿(mǎn)刻度輸出值。此外，如果傳感器輸出或放大器本身有漂移，那么在讀數時(shí)將存在某種不確定性和不精確性。

幸運的是，目前的傳感器即使有時(shí)間漂移也非常小，仔細選擇放大器可以使放大器漂移最小。因此，在制造期間和/或系統上電時(shí)，電路增益可以一次調整到位。

達到這個(gè)目的的方法之一是使用數模轉換器(DAC)調整ADC參考電壓VREF，以補償傳感器的滿(mǎn)刻度誤差，使用另一個(gè)DAC調整圖2中的VOFF以補償偏移誤差。雙通道DAC，如國半的DAXxx2S085（其中“xx”可以是08、10或12，代表DAC分辨率），將是這種應用的理想之選。另外一種方法，是在傳感器輸出被數字化后，用軟件校準這些誤差。

解決這兩個(gè)挑戰的最佳方案，是在制造過(guò)程和系統啟動(dòng)時(shí)的軟件校準過(guò)程中，調整偏移和增益誤差。這種方法允許用軟件實(shí)現最小誤差校準，并保持ADC的最大可用動(dòng)態(tài)范圍。

第三個(gè)問(wèn)題是，單端ADC通常要求其輸入可以被驅動(dòng)到非常接近零伏，以產(chǎn)生零輸出代碼。問(wèn)題產(chǎn)生的原因是，用于驅動(dòng)ADC輸入的放大器不能產(chǎn)生低于50mV左右的輸出。即使所所用的放大器具有軌到軌輸出能力，這種現象也很常見(jiàn)。

雖然對某些應用來(lái)說(shuō)，電路無(wú)法提供最小的ADC零輸出代碼沒(méi)什么關(guān)系，但對其它應用來(lái)說(shuō)這卻是個(gè)問(wèn)題。對于后者，解決方案包括：

給驅動(dòng)單端輸入ADC的放大器提供負電源。

使用既帶正參考電壓又帶負參考電壓的單端ADC，這些參考電壓可以設為比器件地高的值，并相應抵消ADC輸入電壓。

將ADC的地偏置到約100mV。

偏移ADC輸入，丟棄ADC輸出端的一些代碼，用軟件進(jìn)行調整

使用差分輸入ADC。

驅動(dòng)ADC的放大器使用負電源有個(gè)缺點(diǎn)，即系統中可能沒(méi)有負電源，而單為這個(gè)放大器提供一個(gè)負電源又似乎不太可行。對此，國半公司的開(kāi)關(guān)電容電壓反向器LM2787提供了一種簡(jiǎn)單的解決方案。

所有ADC都有一個(gè)正參考電壓和一個(gè)負參考電壓。這兩個(gè)參考電壓之間的差值就是所謂的ADC“參考電壓”。負參考和正參考電壓分別定義了輸入最小和最大電壓。遺憾的是，目前許多ADC內部將負參考電壓定義為器件地，這是為了將ADC集成在具有更少外部引腳的更小封裝中而作出的犧牲。

提高ADC的地電平通常不是件容易的事。將它偏置得太高可能會(huì )出現輸出接口問(wèn)題，因為器件的邏輯低電平將比地偏置值高出一些。然而，這樣做與將ADC負參考電壓定義為低值(也許70mV至100mV)具有相同的效果。

增加ADC偏移對ADC滿(mǎn)刻度輸入值作合適調整是一種可行的方法，但會(huì )降低ADC使用的動(dòng)態(tài)范圍。相當于提供圖2所示的正VOFF，減少放大器增益，以便ADC輸入不超過(guò)ADC參考電壓，并對ADC輸出代碼進(jìn)行軟件調整。

結語(yǔ)

使用差分輸入ADC是一種最好的方法，它能獲得ADC零輸出代碼，在A(yíng)DC輸入端的整個(gè)輸入電壓范圍內保持良好的電路線(xiàn)性，并且無(wú)需在系統中使用負電壓。在這種方法中，差分放大器的輸出反饋到ADC的差分輸入端，無(wú)需差分到單端放大器電路。因此這是一種既簡(jiǎn)單又不失高效的完美解決方案。