對于惡劣的工業(yè)和汽車(chē)環(huán)境，可通過(guò)隔離CAN收發(fā)器的邏輯接口進(jìn)一步增強系統的魯棒性，允許接地節點(diǎn)之間出現較大的電位差，同時(shí)提供抗高電壓瞬變能力。將CAN收發(fā)器與數字隔離器集成起來(lái)即可形成隔離式CAN節點(diǎn)。ADM3052, ADM3053, 和 ADM3054 隔離式CAN收發(fā)器提供多種接口供電選項。對于DeviceNet網(wǎng)絡(luò )，隔離側可通過(guò)總線(xiàn)供電；因此，ADM3052集成了一個(gè)線(xiàn)性調節器，以便利用24 V總線(xiàn)電源提供5 V電源。ADM3053（如圖1所示）集成了一個(gè)isoPower DC-DC轉換器，用于驅動(dòng)收發(fā)器和數字隔離器的總線(xiàn)端。已有一個(gè)隔離式DC-DC轉換器能夠在隔離柵上提供電源的系統可以采用ADM3054，后者只集成了數字隔離器和CAN收發(fā)器。

圖1. 隔離式CAN節點(diǎn)（ADM3053收發(fā)器由isoPower DC-DC供電）

部署一個(gè)CAN節點(diǎn)需要一個(gè)隔離式或非隔離式CAN收發(fā)器，以及一個(gè)搭載有相應協(xié)議堆棧的CAN控制器或處理器?？梢允褂锚毩⑹紺AN控制器，甚至可以使用不帶標準協(xié)議堆棧的控制器，但是，CAN應用中使用的微處理器可能已經(jīng)包括CAN控制器。在任一情況下，都必須對CAN控制器進(jìn)行配置，以調和總線(xiàn)上的數據速率和時(shí)序，而硬件振蕩器則用于控制器。

隨著(zhù)電纜長(cháng)度的增加，信號中的高頻組分衰減，因此，長(cháng)距離條件下的數據速率都有限?？偩€(xiàn)是一種多主機，因此，所有節點(diǎn)都可以嘗試同時(shí)傳輸，仲裁取決于物理層信令。傳播延遲也會(huì )隨電纜長(cháng)度而增加，可能對節點(diǎn)間同步和仲裁形成干擾。

CAN總線(xiàn)上的差分信號可能處于兩種狀態(tài)之一：主動(dòng)（邏輯0，信號線(xiàn)路CANH和CANL之間存在一個(gè)差分電壓）或被動(dòng)（邏輯1，無(wú)差分電壓，所有CAN收發(fā)器輸出均為高阻抗）。如果兩個(gè)節點(diǎn)嘗試同時(shí)傳輸，則主動(dòng)位傳輸會(huì )覆蓋同時(shí)進(jìn)行的被動(dòng)位傳輸，因此，在傳輸時(shí)，所有節點(diǎn)都必須監控總線(xiàn)狀態(tài)，如果在傳輸被動(dòng)位時(shí)發(fā)生覆蓋，則要停止傳輸。如此，傳輸主動(dòng)位的節點(diǎn)贏(yíng)得仲裁，如圖2所示。

圖2. 兩個(gè)CAN節點(diǎn)之間的仲裁邏輯

CAN 2.0b定義的是數據鏈路層的實(shí)現方式，對用于傳輸的CAN幀結構進(jìn)行了規定。一個(gè)包含消息ID的仲裁字段啟動(dòng)消息傳輸。較低的消息ID（開(kāi)頭的零較多）將擁有更高的優(yōu)等級，因此，在傳輸消息時(shí)，相應節點(diǎn)贏(yíng)得仲裁的概率更大。

盡管CAN節點(diǎn)與總線(xiàn)傳輸同步，但是，由于兩個(gè)同時(shí)傳輸的節點(diǎn)之間存在傳播延遲，所以不會(huì )完全同步。要讓仲裁切實(shí)發(fā)揮作用，傳播延遲不能過(guò)大，否則，較快的節點(diǎn)可能在檢測到較慢節點(diǎn)傳輸的位狀態(tài)之前就對總線(xiàn)進(jìn)行采樣了。最差條件下的傳播延遲為兩個(gè)最遠節點(diǎn)間延遲的兩倍。在圖3中，如果節點(diǎn)A和B是總線(xiàn)上相隔最遠的節點(diǎn)，則至關(guān)重要的參數是雙向傳播時(shí)間PropBA與TPropBA之和。

圖3. 實(shí)際條件下兩個(gè)CAN節點(diǎn)間的仲裁（含傳播延遲）

總傳播延遲由通過(guò)電纜、兩個(gè)CAN控制器I/O和兩個(gè)CAN收發(fā)器的雙向傳播時(shí)間構成。CAN控制器I/O并不是傳播延遲的主要貢獻者，往往可以忽略不計，但進(jìn)行徹底評估時(shí)必須予以考慮。循環(huán)時(shí)間由從TxD到CANH/CANL、再回到RxD的傳播延遲構成。電纜傳播延遲取決于電纜和距離，典型值為5 ns/m。

在較低數據速率下，允許的位時(shí)間較長(cháng)，因此，傳播延遲（及電纜距離）也可能變長(cháng)。在最高標準CAN數據速率（即1 Mbps）下，允許的傳播延遲更受限制，盡管ISO 11898-2標準規定，在總線(xiàn)長(cháng)40米時(shí)，可支持1 Mbps的數據速率。

隔離條件下，在計算雙向傳播延遲時(shí)，必須考慮額外的因素。相比光耦合器，數字隔離器可減少傳播延遲，但即使是最快的隔離式CAN收發(fā)器在這方面也與較慢的非隔離式收發(fā)器相當。如果允許的總傳播延遲保持不變，隔離系統中，最大電纜長(cháng)度較短，但可以重新配置CAN控制器，以提高允許的總傳播延遲。

為了補償因較長(cháng)總線(xiàn)或隔離增加的傳播延遲，必須為CAN控制器設置與時(shí)序和同步相關(guān)的特定參數。在配置控制器時(shí)，不只是選擇一個(gè)數據速率，而是要設置決定著(zhù)控制器所用位時(shí)間的變量。面向振蕩器或內部時(shí)鐘的波特率預分頻器(BRP)設置時(shí)間量子(TQ)，位時(shí)間為T(mén)Q的倍數。振蕩器的硬件選擇，以及BRP和每位時(shí)間TQ數的軟件配置設定數據速率。

控制器的位時(shí)間分為三個(gè)或四個(gè)時(shí)間段，如圖3所示。每位時(shí)間的TQ總數包括一個(gè)同步以及傳播延遲(PROP)、相位段1 (PS1)和相位段2 (PS2)的設定數量。有時(shí)候，會(huì )把PROP和PS1加起來(lái)。配置調節采樣點(diǎn)，以支持傳播延遲和再同步。

把采樣點(diǎn)設在位時(shí)間的稍后部分可以支持更長(cháng)的傳播延遲，但就如總數據速率一樣，采樣點(diǎn)取決于其他時(shí)序變量，這些變量都有自己的限制。例如，內部時(shí)鐘/振蕩器可能固定不變，只能使用整數BRP和TQ數。因此，特定電纜長(cháng)度要求的理想數據速率可能根本無(wú)法實(shí)現，因此，必須縮短電纜，或者降低數據速率。

再同步會(huì )使PS1加長(cháng)，PS2縮短，加長(cháng)量和縮短量為同步跳寬(SJW)規定的TQ數，因此，PS2不得短于SJW。SJW所需TQ數取決于CAN控制器的時(shí)鐘容差，對于SJW和PS2，晶振一般支持最小TQ數。

為了實(shí)現節點(diǎn)間時(shí)序可靠、同步可靠的穩健網(wǎng)絡(luò )，系統必須能承受所選數據速率和CAN控制器時(shí)鐘條件下的傳播延遲。如果不能，可以選擇降低數據速率、縮短總線(xiàn)或者使用不同的CAN控制器時(shí)鐘速率。配置過(guò)程包括以下三個(gè)步驟。

第一步：檢查時(shí)鐘和預分頻器——匹配數據速率

先核實(shí)在給定目標數據速率和CAN控制器時(shí)鐘條件下，有哪些可能的配置。TQ間隔必須基于時(shí)鐘和各種BRP值計算，可能組合只有那些TQ間隔為位時(shí)間的整數倍的組合。根據所處系統設計階段，也可能考慮其他CAN控制器時(shí)鐘速率。在表1所示計算示例中，給定的最大數據速率為1 Mbps，使用的是一個(gè)Microchip? MCP2515獨立CAN控制器和一個(gè)內置CAN控制器的ADSP-BF548 Blackfin處理器。MCP2515 fOSC 取決于所使用的外部硬件振蕩器，而ADSP-BF548 fSCLK 則取決于硬件CLKIN和內部PLL設置（VCO的CLKIN乘數，SCLK的VCO分頻）。只有CAN控制器時(shí)鐘和BRP（整數個(gè)TQ）的某些組合支持1 Mbps的數據速率，如粗體所示。這會(huì )限制位時(shí)序的設置，因此一旦選擇某個(gè)總線(xiàn)數據速率，只有部分選項可用。

表1. 給定f和BRP時(shí)1 Mbps速率下的TQ數

第二步：確定位段配置

下一步是確定每個(gè)位段要求的TQ數。最困難的情況是在1 Mbps的數據速率下支持最大傳播延遲，例如，電纜長(cháng)40米，隔離式節點(diǎn)。理想情況下，應對位時(shí)間段進(jìn)行配置，使采樣點(diǎn)在位中盡量晚。在表1中，對于每個(gè)整數的TQ總數，一個(gè)TQ必須提供給SYNC段，PS2（或TSEG2）段必須足夠大，以容納CAN控制器信息處理時(shí)間（只要BRP大于4，MCP2515為2 TQ，ADSP-BF548為小于1 TQ）。另外，對于MCP2515，PROP和PS1最多可以各有8 TQ；對于A(yíng)DSP-BF548，TSEG1 (PROP + PS1)最多可以為16 TQ。

圖4和圖5分別展示了MCP2515和ADSP-BF548的可能總TQ配置，對于1 Mbps速率條件下的有效時(shí)鐘和BRP組合，可支持最近采樣點(diǎn)。MCP2515的最佳TQ總數為19，要求38 MHz的硬件振蕩器和1的BRP。對于A(yíng)DSP-BF548，TQ總數為5的情況除外，所有配置至少為85%采樣點(diǎn)，但最佳設置是10 TQ，要求fSCLK = 50 MHz且BRP = 5。

圖4. MCP2515的可能TQ總數配置（速率為1 Mbps，最大傳播延遲

圖5. ADSP-BF548的可能TQ總數配置（速率為1 Mbps，最大傳播延遲）

第三步：使收發(fā)器/隔離延遲和總線(xiàn)長(cháng)度與配置相匹配

在幫助CAN控制器實(shí)現最佳采樣點(diǎn)以后，最后一步是比較允許的傳播延遲與使用的CAN收發(fā)器/隔離器和總線(xiàn)長(cháng)度。設ADSP-BF548最佳配置為10 TQ（fSCLK= 50 MHz，BRP = 5），可能實(shí)現的最大傳播延遲為900 ns。對于集成隔離式電源的ADM3053隔離式CAN收發(fā)器，數據手冊中的最大環(huán)路延遲（TxD關(guān)閉，接收器處于非活動(dòng)狀態(tài)）為250 ns。必須使其增加一倍(500 ns)，以便同時(shí)支持總線(xiàn)最遠兩端的兩個(gè)節點(diǎn)處的發(fā)射延遲和接收延遲。

設電纜傳播延遲為5 ns/m，ADSP-BF548可以支持40米的總線(xiàn)長(cháng)度（根據ISO 11898規范，此為1 Mbps條件下的最大值），ADSP-BF548的位時(shí)間總共為10 TQ，TSEG2位段僅1 TQ。實(shí)際上，略早的采樣點(diǎn)就夠了，因為一個(gè)節點(diǎn)上的極端收發(fā)器傳播延遲甚至很可能導致簡(jiǎn)單的再傳輸（由數據鏈路層CAN控制器自動(dòng)處理），但是，由于CAN控制器I/O與CAN收發(fā)器之間存在小延遲，因此建議把采樣點(diǎn)配置到盡量靠后的點(diǎn)。

隔離有利于提高魯棒性，但同時(shí)也會(huì )增加發(fā)射和接收兩個(gè)方向的傳播延遲。必須使該延遲增加一倍，以支持兩個(gè)節點(diǎn)參與仲裁。如果系統允許的傳播延遲是固定的，在增加隔離措施之后，可以減少電纜長(cháng)度或數據速率。另一種方法是重新配置CAN控制器，使其支持最大傳播延遲，以保證支持所需的數據速率和總線(xiàn)長(cháng)度，即使是在節點(diǎn)采取了隔離措施的條件下。