【導讀】為了減小模擬信號鏈的尺寸，降低其成本，并提供ADC抗混疊保護（ADC采樣頻率周?chē)l段中的ADC輸入信號不受數字濾波器保護，必須由模擬低通濾波器(LPF)進(jìn)行衰減）。20 V p-p LPF驅動(dòng)器一般用于工業(yè)、科技和醫療(ISM)設備中，該設備必須使用具有更低滿(mǎn)量程輸入的高速ADC對傳統的20 V p-p信號范圍進(jìn)行數字化處理。
問(wèn)題:
為何要組合使用低通濾波器(LPF)和模數轉換器(ADC)驅動(dòng)器？
答案:
為了減小模擬信號鏈的尺寸，降低其成本，并提供ADC抗混疊保護（ADC采樣頻率周?chē)l段中的ADC輸入信號不受數字濾波器保護，必須由模擬低通濾波器(LPF)進(jìn)行衰減）。20 V p-p LPF驅動(dòng)器一般用于工業(yè)、科技和醫療(ISM)設備中，該設備必須使用具有更低滿(mǎn)量程輸入的高速ADC對傳統的20 V p-p信號范圍進(jìn)行數字化處理。
簡(jiǎn)介
通過(guò)驅動(dòng)ADC實(shí)現優(yōu)化的混合信號性能，這是一大設計挑戰。圖1所示為標準的驅動(dòng)器ADC電路。在A(yíng)DC采集期間，采樣電容將反沖RC濾波器中指數衰減的電壓和電流?；旌闲盘朅DC驅動(dòng)器電路的最佳性能受到多個(gè)變量影響。驅動(dòng)器的建立時(shí)間、RC濾波器的時(shí)間常數、驅動(dòng)阻抗，以及ADC采樣電容的反沖電流在采樣時(shí)間內相互作用，導致產(chǎn)生采樣誤差。采樣誤差隨著(zhù)ADC位數、輸入頻率和采樣頻率的增大而增大。
圖1.標準ADC驅動(dòng)器和RC濾波器。
標準ADC驅動(dòng)器具有大量實(shí)驗數據樣本，可用于可靠的設計流程。但缺乏實(shí)驗數據來(lái)引導進(jìn)行驅動(dòng)ADC的低通濾波器設計。本文介紹集成模擬低通濾波、信號壓縮和ADC驅動(dòng)器的LPF驅動(dòng)器電路（參見(jiàn)圖2）。
表1列出了圖2所示電路的性能變量。下方的實(shí)驗室數據和分析旨在引導說(shuō)明，給出圖2所示的電路的時(shí)間和頻率響應限值。
圖2.LPF驅動(dòng)器和ADC電路。
表1.圖2所示電路的性能變量
實(shí)驗室數據和分析
信噪比(SNR)和總諧波失真(THD)是衡量系統動(dòng)態(tài)性能的兩個(gè)重要參數。能否實(shí)現最佳性能，取決于A(yíng)DC和信號調理級的組合，在本文中，后者包括三階低通濾波器和單端至差分轉換器。圖2所示的LPF驅動(dòng)器電路的–3 dB帶寬和建立時(shí)間會(huì )有所不同，有關(guān)SNR和THD的測量值，請參見(jiàn)表2至表5。本文將會(huì )探討受測變量和這些變量對系統性能的影響。
低通濾波器–3 dB帶寬
比較信號帶寬為1 MHz與2 MHz和0.5 MHz時(shí)系統的性能。當–3 dB點(diǎn)分別為558 kHz、1 MHz、和2.3 MHz，其性能如表2所示。將截止頻率降低至558 kHz，LPF噪聲帶寬隨之降低，但SNR提高。將截止頻率增大至1 MHz或2.3 MHz，LPF驅動(dòng)器建立時(shí)間縮短，THD降低。
表2.R = 750 Ω時(shí)三種截止頻率對應的LPF驅動(dòng)器性能
更改圖2所示的R或C可以更改截止頻率。使用C電容來(lái)設置截止頻率時(shí)，LPF驅動(dòng)器THD更低；R電阻值降低，有助于略微改善SNR；如表3所示。
表3.R = 412 Ω時(shí)三種截止頻率對應的LPF驅動(dòng)器性能
設置RQ電阻（圖2）
LPF的RQ電阻可設置時(shí)間響應。RQ越高，過(guò)沖越大，建立時(shí)間越長(cháng)。RQ越低，過(guò)沖越小，建立時(shí)間越短。圖3顯示使用150 ?和75 ? RQ電阻時(shí)對應的LPF瞬態(tài)響應。我們測試了使用不同的RQ時(shí)LPF驅動(dòng)器的性能，測試結果如表4所示。
圖3.不同的RQ值對應的過(guò)沖和建立時(shí)間。
表4.不同的RQ值對應的LPF驅動(dòng)器性能
根據實(shí)際測量得出的數據，使用75 ?和150 ? RQ對SNR和THD性能沒(méi)有明顯影響，只是影響過(guò)沖和建立時(shí)間的一個(gè)因素。
注：在10 MSPS時(shí)， LTC2387-18 和 LTC2386-18 的采樣時(shí)間分別為61 ns和50 ns。
ADC采樣速率
表5中的數據顯示，如果使用LTC2387-18，在10 MSPS時(shí)系統的THD性能低于15 MSPS時(shí)（在10 MSPS時(shí)，圖2中的RC驅動(dòng)器電容C3和C4的值為180 pF）。
表5.采樣速率為10 MSPS和15 MSPS時(shí)的LPF驅動(dòng)器性能
RC濾波器
驅動(dòng)器和ADC之間的RC濾波器用于限制帶寬，確保實(shí)現寬帶寬低噪聲，且實(shí)現更優(yōu)的信噪比。RC數值決定–3 dB截止頻率。降低R有時(shí)可能導致響鈴振蕩和不穩定。增大R會(huì )增大采樣誤差。使用更低的C值，會(huì )導致更高的電荷反沖，但充電時(shí)間更快。使用更高的C值，可以降低電荷反沖，但充電時(shí)間會(huì )變慢。此外，設置RC值是確保在給定的采樣時(shí)間內獲取穩定樣本的關(guān)鍵。使用數據手冊的推薦值和 精密ADC驅動(dòng)器工具 給出的建議值會(huì )是一個(gè)非常不錯的起點(diǎn)。
精密ADC驅動(dòng)器工具是一款綜合工具，可以幫助預測在驅動(dòng)器和ADC之間使用不同的RC值系統的性能?？梢允褂眠@款工具檢查的參數包括電荷反沖、采樣誤差和采樣時(shí)間。
使用25 ?和180 pF RC實(shí)現更低的–3 dB截止頻率時(shí)，輸入信號建立時(shí)間和電荷反沖會(huì )受到影響。要實(shí)現更低的–3 dB截止頻率，并確保輸入信號在采集時(shí)間內正確建立，我們可能需要使用更低的采樣速率。根據 LTC2387-18數據手冊，采樣時(shí)間通常是周期時(shí)間減去39 ns。在15 MSPS使用LTC2387-18時(shí)，采樣時(shí)間為27.67 ns，在10 MSPS使用此器件時(shí)，采樣時(shí)間為61 ns。
借助精密ADC驅動(dòng)器工具，圖4a至4c匯總列出了使用不同的RC值時(shí)對應的反沖差值和RC時(shí)間常數(Tau)，以及采樣速率為10 MSPS和15 MSPS時(shí)的采樣時(shí)間。圖4a顯示LTC2387-18在15 MSPS采樣速率下，使用推薦RC值（25 ?和82 pF）時(shí)的建立響應。圖4b顯示在C為180 pF時(shí)，得出的RC時(shí)間常數更高，這導致在15 MSPS采樣速率、27.6 ns采樣時(shí)間內輸入信號無(wú)法建立。圖4c使用與圖4b相同的RC值（25 ?和180 pF），但在使用10 MSPS采樣速率、采樣時(shí)間增加至61 ns之后，信號能夠建立。
圖4.使用不同采樣速率時(shí)的電荷反沖、RC_Tau、采樣時(shí)間：(a) 15 MSPS采樣速率，LTC2387-18使用建議的RC值（25 Ω和82 pF），(b) 15 MSPS采樣速率，LTC2386-18使用建議的RC值（25 Ω和180 pF），(c) 10 MSPS采樣速率，LTC2386-18使用建議的RC值（25 Ω和180 pF）。
LPF驅動(dòng)器電阻選擇
可以通過(guò)更改R或C來(lái)實(shí)現LPF驅動(dòng)器的–3 dB截止頻率。電阻噪聲是系統總噪聲的組成部分。根據噪聲計算公式，從理論上來(lái)說(shuō)，降低電阻值可以降低電阻噪聲。為了進(jìn)行驗證，我們嘗試了兩個(gè)不同的電阻值作為L(cháng)PF驅動(dòng)器R，分別是750 ?和412 ?。從理論來(lái)說(shuō)，R更低時(shí)得出的SNR應該更佳，但從實(shí)際獲得的數據來(lái)看，如表2和表3所示，SNR并無(wú)很大改善，相反，這會(huì )對THD性能產(chǎn)生更大影響。
LPF電阻（圖1中的R）越低，放大器所需的電流越大。使用更低的電阻值時(shí)，運算放大器的輸出電流高于最大線(xiàn)性驅動(dòng)電流。
放大器驅動(dòng)器選擇
在選擇要使用的ADC驅動(dòng)器時(shí)，實(shí)現器件最佳性能所對應的規格至關(guān)重要。我們使用兩個(gè)ADC驅動(dòng)器來(lái)收集數據，分別是 ADA4899-1 和 LTC6228。這些ADC驅動(dòng)器非常適合用于驅動(dòng)LTC2387-18，后者用于進(jìn)行實(shí)驗室測量。在選擇ADC驅動(dòng)器時(shí)考慮的一些規格包括帶寬、電壓噪聲、諧波失真和電流驅動(dòng)能力。根據已完成的測試，從THD和SNR這兩個(gè)方面來(lái)看，ADA4899-1和LTC6228的性能差異可以忽略。
LPF設計和應用指南
圖5顯示LPF電路。5個(gè)相同電阻（R1至R5）、1個(gè)用于調節LPF時(shí)間響應的電阻(RQ)、2個(gè)相同的接地電容（C1和C2），以及1個(gè)數值為接地電容1/10的反饋電容(C3)，這些器件構成了LPF無(wú)源組件（±1%電阻和±5%電容）。
圖5.LPF電路。
簡(jiǎn)單的LPF設計流程（注1）
R1至R5 = R，C1和C2 = C。
要盡量降低失真，電阻R1至R5的值必須在600 ?至750 ?范圍內。
● 設置R = 750 ?
● C = 1.5E9/f3 dB（最接近標準的5%電容pF），f3 dB為L(cháng)PF –3 dB頻率（注2）
● 例如：如果f3 dB為1 MHz，那么C = (1.5E9)/(1E6) = 1500 pF
● C3 = C/10
● RQ = R/5或R/10（注3和4）
注1.簡(jiǎn)單的濾波器設計只需要一個(gè)計算器，無(wú)需使用非線(xiàn)性s域公式。
注2.如果R = 619 ?，那么C = 1.8E9/f3 dB，f3 dB為L(cháng)PF –3 dB頻率。
注3.RQ = R/5，用于實(shí)現最大阻帶衰減，RQ = R/10，用于實(shí)現低過(guò)沖和快速建立時(shí)間。
采用RQ/5和RQ/10時(shí)，在10× f–3 dB時(shí)，阻帶衰減分別為–70 dB和–62 dB。
注4.如果RQ = R/10，–3 dB頻率比RQ = R/5時(shí)低7%，也就是說(shuō)，R1至R5等于RQ/5時(shí)R的0.93。
注5.LPF驅動(dòng)器差分輸出至ADC輸入的PCB線(xiàn)路距離為1''或更低。
注6.LPF運算放大器的VCC和VEE分別為6 V和–1 V，輸出線(xiàn)性電壓擺幅為0 V至4.098 V。
結論
根據表2至表5的SNR和THD數據，我們可以了解圖2所示電路的性能。通過(guò)增大電容來(lái)降低LPF帶寬，這會(huì )增大SNR（降低LPF噪聲帶寬）。LPF帶寬越低，失真程度越高（因為L(cháng)PF建立時(shí)間比實(shí)現最低采樣誤差所需的時(shí)間長(cháng)）。此外，如果LPF電阻值太低，THD會(huì )隨之降低，因為L(cháng)PF運算放大器需要驅動(dòng)反饋電阻和反相運算放大器輸入電阻（運算放大器輸出電流更高時(shí)，失真程度降低）。
LTC2387-18 ADC采用10 MSPS采樣頻率時(shí)，LPF通帶必須為1 MHz或高于1 MHz，以盡可能降低THD。將LPF設置為1 MHz，是對SNR、THD和足量ADC混疊抑制的任意妥協(xié)。
設計參考：ADI的精密ADC驅動(dòng)器工具
精選器件
運算放大器
模數轉換器
致謝
主要顧問(wèn)：
混合信號部門(mén)的高級應用工程師Guy Hoover和Clarence Mayott。
精密ADC驅動(dòng)器工具設計師Anne Mahaffey
來(lái)源：ADI
作者：Frances De La Rama 和 Philip Karantzalis
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