【導讀】本文介紹低功耗系統在降低功耗的同時(shí)保持精度所涉及的時(shí)序因素和解決方案，以滿(mǎn)足測量和監控應用的要求。本文說(shuō)明當所選ADC是逐次逼近寄存器(SAR) ADC時(shí)的時(shí)序影響因素?！?Δ架構的時(shí)序考慮因素有所不同（參見(jiàn)本系列文章的 第一部分 ）。本文探討信號鏈在模擬前端時(shí)序、ADC時(shí)序和數字接口時(shí)序方面的考慮。
模擬前端時(shí)序考量
圖1中的三個(gè)模塊可以分別予以考慮，從模擬前端(AFE)開(kāi)始。信號鏈的類(lèi)型會(huì )改變AFE，但有一些共同方面適用于大多數電路。
圖1. 使用多路復用SAR ADC的AFE時(shí)序考量
圖2顯示了構成AFE的 AD4696 SAR ADC、外部放大器和低通濾波器。AD4696是一款具有Easy Drive?特性的16位1 MSPS多路復用SAR ADC。雖然需要外部放大器和電路以與外部傳感器接口，但Easy Drive特性（例如模擬輸入高阻模式和基準輸入高阻模式）降低了模擬輸入和基準電壓驅動(dòng)要求。在較高功率應用中，SAR ADC的抗混疊濾波器設計需要非常強，但對于較低帶寬信號的采樣（這是典型的低功耗應用），濾波器設計的要求不那么高?！?Δ架構的優(yōu)點(diǎn)是，我們可以依靠數字濾波器來(lái)確定頻率響應，并使用外部抗混疊濾波器以調制器頻率濾波。在沒(méi)有過(guò)采樣且以固有質(zhì)量濾波的情況下，需要外部模擬低通濾波器來(lái)防止任何高于采樣速率的較高頻率信號混疊到通帶中。低通濾波器還起到如下作用：降低模擬前端電路的寬帶噪聲，減少模擬輸入端發(fā)生的非線(xiàn)性電壓反沖，以及保護模擬輸入免受過(guò)壓事件的影響。同一原則也適用于時(shí)序考量。請參閱文章"低功耗精密信號鏈應用最重要的時(shí)序因素有哪些？——第一部分"中的抗混疊濾波器部分。
SAR ADC的采樣部分整合了采樣保持機制，該機制由一個(gè)開(kāi)關(guān)和一個(gè)電容組成，可捕獲輸入信號，直至收集到轉換結果為止。
圖2. 帶有外部反沖RC濾波器和驅動(dòng)放大器的AD4696 SAR ADC
放大器級的設計過(guò)程分為兩個(gè)步驟。第一步是選擇信號調理放大器和外部抗混疊級，類(lèi)似于本系列文章第一部分所討論的。下一步是選擇外部驅動(dòng)放大器（其帶寬由增益決定；記住需要權衡功耗與帶寬），它將緩沖信號調理抗混疊濾波器輸出并驅動(dòng)ADC輸入。下一步是設計反沖濾波器，將總電容CEXT + CDAC作為濾波器的總電容。
多路復用SAR ADC在切換模擬輸入通道時(shí)會(huì )發(fā)生反沖問(wèn)題。每次開(kāi)關(guān)閉合時(shí)，內部電容電壓(CDAC)可能與先前存儲在采樣電容(CEXT)上的電壓不同。當這些開(kāi)關(guān)因該電壓差而閉合時(shí)，就會(huì )出現電壓毛刺。能量將在開(kāi)關(guān)之間共享，電容端子之間測量的電壓將減半。CEXT和CDAC值會(huì )影響濾波器設計，在設計電路時(shí)需要加以考慮。AD4696數據手冊詳細說(shuō)明了反沖和ADC驅動(dòng)器的選擇，另外還提供了 ADC 驅動(dòng)器工具 和頗有幫助的 培訓視頻 。
圖3. 高阻模式對反沖的影響
AD4696有一種模擬輸入高阻模式，它會(huì )顯著(zhù)降低電壓反沖的幅度，如圖3所示。模擬輸入高阻模式還能減少前端放大器和AD4696模擬輸入之間的串聯(lián)電阻導致的性能下降；與傳統的多路復用SAR ADC相比，外部RC濾波器中的電阻可以更大。使用較大REXT和較小CEXT可緩解放大器穩定性問(wèn)題，而不會(huì )顯著(zhù)影響失真性能。但是，如果使能內部過(guò)壓保護箝位以避免穩定性問(wèn)題，建議CEXT至少應為500 pF。圖3顯示我們可以更快地對所需信號進(jìn)行采樣，從而加快系統時(shí)序。
ADC時(shí)序考量
ADC的選擇取決于您的系統注重什么特性。有許多文章探討了就性能而言哪一個(gè)更合適，并比較了SAR和∑-Δ技術(shù)。在低功耗領(lǐng)域，測量相似信號的SAR和∑-Δ之間存在很大的重疊部分。有一點(diǎn)很清楚，SAR時(shí)序更容易理解。
圖4. AFE SAR時(shí)序考量
SAR ADC在某個(gè)時(shí)間點(diǎn)對輸入進(jìn)行采樣，包括采集階段和轉換階段。在采集階段，采樣保持網(wǎng)絡(luò )或內部容性網(wǎng)絡(luò )充電（圖2）。在轉換階段，電容陣列切換到比較器網(wǎng)絡(luò )，DAC上的權重被修改，直至達到與模擬輸入相對應的數字碼。
圖5. 典型SAR ADC時(shí)序
數據手冊說(shuō)明了最大轉換時(shí)間，AD4696為415 ns。采集信號的最短轉換時(shí)間為1715 ns，這是AD4696以500 kSPS運行時(shí)的采集時(shí)間。轉換之間的時(shí)間是吞吐速率。
在時(shí)序方面，與SAR ADC相關(guān)的主要權衡是功耗與ADC采樣速率的關(guān)系。SAR ADC的優(yōu)勢在于，采樣速率和電源電流之間具有直接的線(xiàn)性關(guān)系，這意味著(zhù)它可以根據目標信號的帶寬進(jìn)行調整。ADC內核在轉換之間會(huì )關(guān)斷，因此當以較低采樣速率（例如10 kSPS）運行時(shí)，AD4696的典型功耗為0.17 mW，而以1 MSPS運行時(shí)功耗為8 mW。因此，這種器件適合于較低采樣速率的電池供電應用。
圖6. VDD電流與采樣速率的關(guān)系
圖6顯示了VDD電流。如果降低AD4696的采樣速率，使其以低于100 kSPS的速率工作，而不是以500 kSPS工作，那么IDD電流將從幾乎2.5 mA下降到0.5 mA。如果將采樣速率進(jìn)一步降低到10 kSPS，那么典型IDD電流將降至42 μA。電流的增加速率是線(xiàn)性的。所有數字和模擬電源電流都以類(lèi)似的線(xiàn)性方式縮放，因此SAR ADC是用來(lái)測量DC轉AC信號的有力選擇。
數字接口時(shí)序考量
AD4696有幾個(gè)特性是SAR ADC傳統上不具備的，這些特性可以幫助低功耗信號鏈設計人員節省更多功耗，但對時(shí)序有所影響。
圖7. SAR數字接口時(shí)序考量
與∑-Δ架構相比，SAR ADC的吞吐速率更容易計算，因為不需要考慮濾波器延遲：
CHs = 使能的通道數。
周期時(shí)間是CNV上升沿躍遷之間的時(shí)間，由采集階段和轉換階段組合而成，但可能存在重疊。ADC可以在轉換階段仍在進(jìn)行時(shí)開(kāi)始采集信號。SAR ADC上樣本之間的時(shí)間可以描述為周期時(shí)間tCYC或采樣速率時(shí)間tSR。
tCONVERT = 轉換時(shí)間 tACQ = 采集時(shí)間
tCYC = tSR = 采樣頻率的倒數，即采樣間隔時(shí)間
發(fā)生轉換的采樣時(shí)刻由CNV信號上升沿控制。在大多數模式下，這是由外部信號提供的。AD4696還有片內自動(dòng)循環(huán)模式，可在內部生成轉換啟動(dòng)信號。該信號可啟動(dòng)轉換。AD4696提供多種時(shí)序控制器模式，允許用戶(hù)以預定義的方式選擇轉換順序和配置，或在不中斷轉換的情況下即時(shí)控制序列中的下一個(gè)通道。
數字主機必須在下一次轉換開(kāi)始前回讀數據。因此，對于較高速度信號，SCK頻率必須足夠快，以便在下一個(gè)CNV上升沿（或在自動(dòng)循環(huán)模式下的內部轉換啟動(dòng)信號）之前從AD4696 SPI回讀數據。更快的采樣速率需要更快的SCK頻率，因為轉換之間的時(shí)間更短。
所需的最低SCK頻率與采樣速率、SPI幀長(cháng)度（以位為單位）和所用的串行數據輸出模式有關(guān)。給定樣本的轉換結果在下一轉換階段開(kāi)始之前可用。因此，SCK頻率必須足夠快，以便在下一個(gè)CNV上升沿（或在自動(dòng)循環(huán)模式下的內部轉換啟動(dòng)信號）之前從AD4696 SPI讀取數據。
多SDO數字輸出
AD4696系列還包括雙SDO和四SDO模式。在這些模式下，ADC結果在SDO和其他GPIO引腳上并行移出。對于給定采樣速率，這些模式顯著(zhù)降低了所需的SCK頻率，每個(gè)SCK周期SPI上輸出的位數是原來(lái)的2倍或4倍。對微控制器的要求得以降低，當以1 MSPS轉換時(shí)，所需的時(shí)鐘從32 MHz SPI時(shí)鐘降低到16 MHz SPI時(shí)鐘。
每個(gè)轉換模式幀所需的SCK周期數(NSCK)是每幀位數(NBITS)和串行數據輸出數(NSDO)的函數：
其中，NSDO為1表示單SDO模式，為2表示雙SDO模式，為4表示四SDO模式。
轉換模式SPI幀的開(kāi)始不得在tCONVERT時(shí)間過(guò)去之前發(fā)生，并且必須足夠早地完成以符合最小tSCKCNV規范。在轉換模式下完成一個(gè)SPI幀的時(shí)間(tFRAME)計算如下：
其中，tCYC為采樣周期，tCONVERT_max為最大值，tCONVERT為額定值，tSCKCNV為SCK到CNV上升沿延遲額定值。
fSCK是tFRAME和NSCK的函數。
AD4696數據手冊有一個(gè)表格，其中給出了最小SCLK頻率與多個(gè)采樣速率的關(guān)系示例。
自動(dòng)循環(huán)模式
對于電壓或電流電平監控應用，傳統上SAR ADC需要主機控制器持續發(fā)出轉換信號以使轉換進(jìn)行。系統需要檢查數據是否達到閾值，并根據這些電平做出決策。這種方式的能效比不高，因為主機需要不斷地轉換。AD4696可配置為根據用戶(hù)編程的通道序列自主轉換。
自動(dòng)循環(huán)模式是用于監控模擬輸入的出色模式。轉換周期有多種選擇，范圍從10 μs（100 kSPS采樣速率）到800 μs（1.25 kSPS采樣速率）。此模式可與閾值和滯回檢測警報結合使用，這些警報可基于每個(gè)通道進(jìn)行配置，以減少數字主機系統的開(kāi)銷(xiāo)。在這種情況下，主機控制器可以進(jìn)入低功耗狀態(tài)，只有在觸發(fā)一個(gè)電平導致其接收到來(lái)自AD4696的中斷時(shí)才會(huì )上電。
過(guò)采樣
如本系列文章的第一部分所述，過(guò)采樣和抽取是∑-Δ架構所固有的特性。AD4696 SAR ADC包含一個(gè)過(guò)采樣和抽取引擎，支持進(jìn)一步降低噪聲。它能有效地對連續ADC樣本進(jìn)行平均以產(chǎn)生一個(gè)過(guò)采樣結果，有效分辨率更高，噪聲更低。AD4696的過(guò)采樣率(OSR)每增加4倍，有效位數就會(huì )增加1位。
這對于測量低功耗信號鏈應用中慢速變化的信號特別有用，例如需要較高精度的溫度測量應用。
其中，tSAMPLE = 采樣周期，tCYC = 周期時(shí)間（1/采樣速率），OSR = 過(guò)采樣率（4到64之間的可編程值）。
類(lèi)似于∑-Δ ADC，需要權衡性能與速度。
表1. SAR小結
低功耗精密平臺
隨著(zhù)全球能源成本不斷提高，并且我們了解到能源使用對自然界的影響，系統設計人員正在努力以更低的功耗預算實(shí)現高精度。研究并找到可用的最低功耗器件可能很困難。ADI公司正在簡(jiǎn)化設計流程，選出我們最低功耗的精密器件并提供一站式商店，通過(guò)立即可用的信號鏈和電路為系統設計人員提供最新的精密低功耗產(chǎn)品。
圖8. 精密低功耗信號鏈網(wǎng)頁(yè)
示例：低功耗SAR信號鏈
許多應用需要在大直流偏移或共模電壓之上測量小信號。如果系統的目的是監測工業(yè)環(huán)境中的流量或進(jìn)行生物電位測量，那么該方法存在重疊。這些信號通常需要交流耦合來(lái)消除大偏移，并且需要偏置和增益來(lái)使ADC的動(dòng)態(tài)范圍最大化。
我們的低功耗精密信號鏈包括關(guān)于為此類(lèi)應用選擇器件的建議。
圖9. 信號鏈示例
此外， 技術(shù)訣竅與綜合知識 (KWIK)電路提供了更深入的電路分析以及關(guān)于器件選擇的最新建議。
流量信號鏈示例
舉一個(gè)例子，我們想設計一個(gè)大型多測量系統，其中包括使用圖10所示的KWIK電路進(jìn)行流量測量。
(A) 我想以1 kSPS速率運行10個(gè)流量傳感器。哪一個(gè)選擇更好——SAR還是∑-Δ？
(B) AFE時(shí)序考慮因素有哪些？
圖10. 流量測量信號鏈KWIK電路
A. SAR (AD4696)與信號調理所需的 AD8235 和 ADA4505-2 放大器一起使用是非常好的選擇，因為我們可以使用外部轉換信號或自動(dòng)循環(huán)模式以10 kSPS運行10個(gè)通道。
B. 在這種情況下，AD4505-2放大器的響應與增益的關(guān)系將決定被測信號的帶寬，而不是抗混疊濾波器響應。高阻模式將減輕輸入放大器的性能壓力，使設計人員能夠選擇較低功耗的放大器。選擇圖10中的器件是因為它們具有超低功耗性能。
結語(yǔ)
當設計高分辨率、低功耗數據采集系統時(shí)，可能很難找到最低功耗的器件，ADI公司的 精密低功耗 信號鏈可作為低功耗設計的起點(diǎn)。構建以∑-Δ和SAR架構作為核心ADC的信號鏈時(shí)，必須注意了解時(shí)序的權衡因素和差異。
當與傳感器或目標信號接口時(shí)，模擬前端時(shí)序需要考慮芯片級啟動(dòng)、傳感器偏置、外部濾波和器件選擇。SAR ADC有更嚴格的要求，需要抗混疊濾波器，而∑-Δ ADC具有與其設計相關(guān)的固有采樣特性。在A(yíng)FE上，∑-Δ ADC可整合PGA，而高阻模式等SAR技術(shù)可降低對外部放大器電路的驅動(dòng)要求。
當考慮∑-Δ ADC架構時(shí)，過(guò)采樣和抽取以及濾波器延遲會(huì )對吞吐速率產(chǎn)生影響，尤其是在多個(gè)通道上進(jìn)行轉換時(shí)。另一方面，由于采用逐次逼近法，SAR吞吐速率更易于計算，另外還有一個(gè)好處是采樣速度越慢，轉換時(shí)消耗的電流就越低。
∑-Δ AD4130-8 的數字時(shí)序很復雜，導致需要開(kāi)發(fā) ACE 軟件時(shí)序工具。這些工具可簡(jiǎn)化對時(shí)序的理解并幫助計算通道吞吐速率。該器件具有占空比等時(shí)序特性、FIFO以及有助于延長(cháng)電池壽命的待機模式，但針對特定吞吐速率，需要注意可實(shí)現的有效分辨率。
當考察AD4696這樣的SAR ADC時(shí)，我們可以在更高采樣頻率下進(jìn)行采樣。這有其優(yōu)勢，但也意味著(zhù)數字時(shí)間范圍tFRAME（您需要在此時(shí)間范圍內回讀結果）更小，因而需要更快的SPI時(shí)鐘速度。
參考電路
Maithil Pachchigar。 "使用精密SAR和∑-Δ型轉換器針對多路復用數據采集系統實(shí)現設計權衡考量"。 ADI公司，2016年。
Walt Kester。 "何種ADC架構適合您的應用？" 《模擬對話(huà)》，第39卷第9期，2005年6月。
Albert O'Grady。 "傳感器激勵與測量技術(shù)"。 《模擬對話(huà)》，第34卷第5號，2000年。
Alan Walsh。 "面向精密SAR模數轉換器的前端放大器和RC濾波器設計"。 《模擬對話(huà)》，第46卷第12期，2012年12月。
Steven Xie。 "精密ADC用濾波器設計的實(shí)際挑戰和考慮"。 《模擬對話(huà)》，第50卷第4期，2016年4月。
Walt Kester。 "MT-021：ADC架構II：逐次逼近型ADC"。 ADI公司，2009年。
Ke Li和Colm Slattery。 "電磁流量計：設計考慮因素 | ADI公司"。 《模擬對話(huà)》，第50卷第6期，2016年6月。
"鉑RTD傳感器的SPICE模型"。 ADI公司，2022年。
"教程MT-070：儀表放大器輸入RFI保護"。 ADI公司，2009年。
Padraic O'Reilly。 "低功耗精密信號鏈應用最重要的時(shí)序因素有哪些？第一部分"。 《模擬對話(huà)》，第56卷第3期，2022年8月。
來(lái)源：ADI
作者：Padraic O’Reilly
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