【導讀】零中頻(ZIF) 架構自無(wú)線(xiàn)電初期即已出現。如今，ZIF架構可以在幾乎所有消費無(wú)線(xiàn)電應用中找到，無(wú)論是電視、手機，還是藍牙® 技術(shù)。之所以得到如此廣泛的普及，主要是因為經(jīng)驗一再地證明了，在任何無(wú)線(xiàn)電技術(shù)中，該架構具有最低的成本、最低的功耗和最小的尺寸等優(yōu)勢。
從歷史上來(lái)看，該架構在要求高性能的應用中運用較少。然而，在無(wú)線(xiàn)連接需求不斷增長(cháng)、頻譜變得日益擁擠的情況下，就需要改變現狀，以便在基礎設施中繼續經(jīng)濟地部署無(wú)線(xiàn)電技術(shù)，為我們的無(wú)線(xiàn)需求提供支撐。當代的零中頻架構可以滿(mǎn)足這些需求，因為這些架構面臨的諸多普遍性缺陷已通過(guò)工藝、設計、分區和算法的組合得到克服。ZIF技術(shù)取得的最新進(jìn)步對現有高性能無(wú)線(xiàn)電架構形成了挑戰，其帶來(lái)的新產(chǎn)品取得了性能上的突破，能夠實(shí)現ZIF技術(shù)以前望塵莫及的新型應用。本文將探討ZIF架構的諸多優(yōu)勢，介紹這些優(yōu)勢可使無(wú)線(xiàn)電設計性能達到的新高度
無(wú)線(xiàn)電工程師面臨的挑戰1
不斷增多的需求給當今的收發(fā)器架構師帶來(lái)了挑戰，因為我們對無(wú)線(xiàn)設備和應用的需求呈持續增長(cháng)之勢。結果，消費者需要持續訪(fǎng)問(wèn)更多的帶寬
數年以來(lái)，設計師已經(jīng)從單載波無(wú)線(xiàn)電走向多載波無(wú)線(xiàn)電技術(shù)。當一個(gè)頻段的頻譜被全部占用時(shí)，就分配新的頻段；目前，必須為40多個(gè)無(wú)線(xiàn)頻段提供服務(wù)。由于運營(yíng)商在多個(gè)頻段都有頻譜，并且這些資源必須協(xié)調起來(lái)，所以，如今的趨勢是走向載波聚合，而載波聚合則會(huì )導致多頻段無(wú)線(xiàn)電。這又會(huì )帶來(lái)更多的無(wú)線(xiàn)電，其性能更高，需要更優(yōu)秀的帶外抑制性能，更出色的輻射性能，以及更低的功耗水平。
雖然無(wú)線(xiàn)需求在快速增長(cháng)，但功耗和空間預算并未增長(cháng)。事實(shí)上，在功耗和空間節省需求不斷增強的條件下，同時(shí)降低碳排放和物理尺寸非常重要。為了實(shí)現這些目標，需要從新的視角去認識無(wú)線(xiàn)電架構和分區。
集成
為了增加特定設計中的無(wú)線(xiàn)電數目，必須減小每件無(wú)線(xiàn)電器件的尺寸。傳統方法是逐步把更多的設計集成到一片硅片當中。雖然從數字角度來(lái)看，這樣做可能是合理的，但是，為了集成而集成模擬功能的做法不見(jiàn)得有意義。其中一個(gè)原因是，無(wú)線(xiàn)電中的許多模擬功能是無(wú)法有效集成的。例如，在圖1所示的傳統中頻采樣接收器中，中頻采樣架構有四個(gè)基本級：低噪聲增益和射頻選擇級、頻率轉換級、中頻增益和選擇級以及檢測級。選擇級一般使用SAW濾波器這些器件都不能集成，因此，必須部署在片外。雖然射頻選擇級是由壓電或機械器件提供的，但有時(shí)中頻濾波器會(huì )使用LC濾波器。盡管LC濾波器有時(shí)可能會(huì )集成到單片結構中，但是，濾波器性能的犧牲（Q和插入損耗）以及數字化器（檢波器）采樣速率必要的增加會(huì )提高總功耗。
數字化器（模數轉換器）必須以低成本CMOS工 藝制成，以使 成 本和功耗保持于合理水平。當然可以用雙極性工藝制造，但結果會(huì )導致器件尺寸和功耗的增加，有悖于優(yōu)化尺寸的初衷。所以，標準CMOS工藝是這種功能的最佳制造工藝。這就為集成高性能放大器，尤其是中頻級，造成了極大的挑戰。雖然CMOS工藝可以集成放大器，但是很難從針對低功耗和低電壓而優(yōu)化過(guò)的工藝中取得需要的性能。另外，在片上集成混頻器和中頻放大器要求把級間信號路由到片外，以便訪(fǎng)問(wèn)中頻和抗混疊濾波器，然后再數字化，因而失去了集成的諸多優(yōu)勢。這樣做就達不到集成的目的，因為結果會(huì )增加引腳數和封裝尺寸。另外，關(guān)鍵的模擬信號每次通過(guò)一個(gè)封裝引腳時(shí)，就會(huì )犧牲一些性能。
圖1. 傳統型中頻采樣接收器
最佳集成方式是對系統分區，消除不能集成的元件。由于不能有效地集成SAW和LC濾波器，所以，最佳選擇是確定如何通過(guò)重新設計架構來(lái)消除它們。圖2展示了一個(gè)典型的零中頻信號鏈，它把射頻信號直接轉換為一個(gè)復合基帶，完全消除了中頻濾波器和中頻放大器的必要性，結果實(shí)現了這些目標。選擇級則通過(guò)在I/Q基帶信號鏈里引入一對低通濾波器的方式予以實(shí)現，這對濾波器可以作為有源低通濾波器而非功耗較高的片外固定中頻器件集成。傳統型中頻SAW濾波器或LC濾波器天生就是固定型器件，而這些有源濾波器則可以電子方式，在數百kHz至數百mHz的范圍內調諧。改變基帶帶寬就能使同一器件覆蓋范圍更寬的帶寬，無(wú)需改變物料清單，也不用在不同的固定中頻濾波器之間來(lái)回切換。
圖2. 典型的零中頻采樣接收器
雖然圖示并不直觀(guān)，但通過(guò)更改本振，零中頻接收器也可覆蓋范圍非常寬的射頻頻率。零中頻收發(fā)器可提供真正的寬帶體驗，典型連續覆蓋范圍從數百MHz到約6 GHz。不使用固定濾波器，可以實(shí)現真正靈活的無(wú)線(xiàn)電，結果可以極大地減少，甚至可能消除在開(kāi)發(fā)無(wú)線(xiàn)電設計頻段變體方面的投入。得益于靈活的數字化器和可編程的基帶濾波器，零中頻設計不但能實(shí)現高性能，還具有極大的靈活性，既能支持范圍超寬的頻率和帶寬，也能維持近乎平坦的性能，而且無(wú)需針對每種配置優(yōu)化模擬電路（如濾波器）—可謂名符其實(shí)的軟件定義無(wú)線(xiàn)電 (SDR) 技術(shù)。與此同時(shí)，這種方法也會(huì )大幅減小尺寸，因為它為必須覆蓋多個(gè)頻段的應用消除了原本需要的濾波器組。在一些情況下，可以完全消除射頻濾波器，成就完全意義上的寬帶無(wú)線(xiàn)電，根據不需要更改頻段。通過(guò)消除部分器件、集成其他器件，可以大幅減小零中頻設計所需要的PCB尺寸，不但簡(jiǎn)化了頻段高速過(guò)程，還能減少有必要更改尺寸時(shí)投入的精力。
最小的尺寸
通過(guò)直接比較這些架構的PCB面積（圖3和圖4）可知，對于雙接收路徑，在合理實(shí)現方式下，中頻采樣和零中頻采樣的PCB面積分別為2880mm2 (18 mm × 160 mm)，和1434 mm2 (18 mm × 80 mm) 。如果不算可能消除的射頻濾波器和其他簡(jiǎn)化設計，2零中頻架構有可能比當前的中頻采樣技術(shù)減少最高達50%的無(wú)線(xiàn)電尺寸。未來(lái)的設計有可能通過(guò)額外的集成，使尺寸再減少一倍。
圖3. 典型的中頻采樣布局
圖4. 典型的零中頻采樣布局
最低成本
直接從物料清單來(lái)看，從中頻采樣系統轉向零中頻架構可節省33%的物料。成本分析始終都是非常困難的。然而，深入考察圖1和圖2可知，許多分立式元件均已消除，包括中頻和抗混疊濾波元件，并且混頻器和基帶放大器均已集成。不明確的是，由于零中頻接收器本身具有傳統中頻采樣架構不具備的帶外抑制功能，所以，整體外部濾波要求就大幅降低了。零中頻架構中兩個(gè)元件促成了這一結果。第一個(gè)元件是有源基帶濾波器，該濾波器同時(shí)具備帶內增益和帶外抑制功能。第二個(gè)元件是高采樣速率低通Σ-Δ轉換器，用于對I/Q信號進(jìn)行數字化。有源濾波器減少了帶外元件，而ADC的高采樣速率則使混疊點(diǎn)提高到足夠高的頻率，從而消除了外部抗混疊濾波元件的必要性（因為有源濾波器已經(jīng)充分地抑制了信號）。
圖5. 有源基帶濾波器與ADC
通過(guò)把基帶信號施加到有源濾波器上，如圖5所示，可以滾降高頻內容。然后，ADC對來(lái)自低通濾波器的任何殘余輸出信號進(jìn)行數字化和最終濾波。級聯(lián)結果如圖6所示。此圖所示為在有源濾波器和Σ-Δ ADC復合效應作用下的典型接收器性能。這里展示的是帶內和帶外功率靈敏度降低3 dB的典型情況。注意，在不使用任何外部濾波元件的情況下，帶外性能有所改善。
為了獲得類(lèi)似的性能水平，中頻采樣接收器采用分立式中頻濾波元件（如SAW技術(shù)）來(lái)實(shí)現選擇性和帶外信號保護功能，以防止寬帶信號混疊和噪聲混疊回頻段等問(wèn)題。中頻采樣架構還必須采取其他無(wú)用混頻器項的保護措施，包括半中頻項，該項會(huì )提高射頻和中頻濾波要求并限制采樣速率和中頻規劃。零中頻架構不存在這種頻率規劃限制。
圖6. 典型的零中頻帶外抑制
根據設計和應用的不同，這種原生抑制功能可以降低或消除外部射頻濾波要求。通過(guò)省去這些元件可以直接節省成本，因為根據類(lèi)型的不同，外部射頻濾波器可能比較昂貴。另外，移除這些損耗性的器件有助于消除射頻增益級，結果不但能節省成本，同時(shí)還能降低功耗、提高線(xiàn)性度。所有這些都可進(jìn)一步增強分區和智能集成的優(yōu)勢。
如前所述，成本的估算非常難，因為這在很大程度上取決于產(chǎn)量和與供應商簽訂的協(xié)議。然而，詳細分析顯示，通過(guò)集成、消除部分元件、降低要求，零中頻架構最高可使系統總成本降低三分之一。需要記住的是，這是系統成本，不是器件成本。由于更少的器件要承載更多的功能，所以在系統總成本減少的情況下，有些器件成本可能會(huì )增加。
除了材料成本以外，集成式零中頻接收器還有一些其他優(yōu)勢。由于集成式系統可以減少系統中的器件數量，所以其裝配成本較低，工廠(chǎng)良品率較高。由于分立式器件數量變少，所以對齊時(shí)間也會(huì )變短。這些因素相加，可降低工廠(chǎng)成本。
由于零中頻接收器是名符其實(shí)的寬帶，所以，調整頻段的工程成本也減少了。在中頻采樣系統中，必須慎重選擇中頻頻率，但對于零中頻系統，則無(wú)需進(jìn)行謹慎的規劃?；旧贤ㄟ^(guò)更改本振就可以添加新的頻段。另外，由于在使用零中頻時(shí)，許多應用并不要求外部射頻濾波器，所以，結果可能實(shí)現進(jìn)一步的簡(jiǎn)化。整體而言，對于零中頻解決方案，如果考慮直接成本以及上面列出的制造成本和工程成本，其成本節省優(yōu)勢是非?？捎^(guān)的。
最低功耗
如果只是采用圖1所示架構，并直接將其集成到片上系統中，結果并不會(huì )帶來(lái)功耗和成本上的優(yōu)勢。要節省功耗，就要選擇高效的架構，該架構能針對目標工藝進(jìn)行優(yōu)化。類(lèi)似于圖中所示中頻采樣接收器的架構涉及到大量的高頻和中頻頻率，難以在低成本工藝的基礎上進(jìn)行擴展，因此，要消耗大量功率以支持所需頻率。然而，如圖2所示的零中頻架構能立即降低至直流（基帶）的目標頻率，因而可以實(shí)現頻率最低的電路。
類(lèi)似地，通過(guò)帶寬來(lái)解決這個(gè)問(wèn)題也是非常低效的。類(lèi)似于直接射頻采樣的架構可提供較寬的帶寬，并且具有極大的靈活性。然而，據Walden3 和 Murmann.4在文中所述，增加系統帶寬始終都會(huì )提高功耗。
除非需要原始帶寬，否則，對多數接收器應用來(lái)說(shuō)，僅僅通過(guò)帶寬來(lái)解決這個(gè)問(wèn)題并不是一種經(jīng)濟的解決方案。這些長(cháng)期研究的數據表明，轉換器的發(fā)展有兩個(gè)方面值得關(guān)注。技術(shù)面取得了一些進(jìn)步，能以動(dòng)態(tài)范圍和帶寬的形式顯著(zhù)提高內核的交流性能。架構面在內核架構的整體效率方面有所進(jìn)步。一般地，曲線(xiàn)先是向右移動(dòng)，然后隨著(zhù)設計的優(yōu)化，開(kāi)始向上運動(dòng)。對于通信應用，操作趨向沿技術(shù)面進(jìn)行，其中，從線(xiàn)條斜率來(lái)看，轉換器效率大約下降了10 dB/十倍頻程，如圖7所示。在此斜率下，使帶寬增加一倍會(huì )導致功耗增加兩倍。然而，在把這些內核集成到功能器件中之后，效率就有所改善，當其靠近架構面時(shí)，功率損失接近2。
圖7. 內核ADC技術(shù)的品質(zhì)因數4
對于關(guān)心功耗的應用來(lái)說(shuō)，結論是，功耗最低的解決方案是帶寬和采樣速率均針對應用而優(yōu)化過(guò)的解決方案。搭載Σ-Δ轉換器的零中頻采樣設計就針對這類(lèi)應用進(jìn)行了優(yōu)化。依據具體的應用，采用零中頻接收器比中頻采樣架構可節省50%或以上的功耗，比直接射頻采樣可節省高達120%的功耗。
功耗還與成本直接相關(guān)。更高的功耗不但會(huì )提高封裝成本和電源成本，而且對于電路消耗的每瓦特功率（設電費為12美分/千瓦時(shí)），每年每瓦特的運營(yíng)成本會(huì )超過(guò)1美元。鑒于許多電子器件成本較低，其一年的運行成本就可能輕松超過(guò)其直接成本。因此，隨著(zhù)集成式無(wú)線(xiàn)電解決方案選項的推出，對成本和功耗敏感的應用必須選擇謹慎地做出權衡。選擇會(huì )不必要地增加功耗的架構，結果不但會(huì )增加功耗，還可能會(huì )影響解決方案的長(cháng)期運行成本。
性能增強
無(wú)線(xiàn)電設計有若干重要的關(guān)鍵指標需要注意。其中包括噪聲系數(NF)、線(xiàn)性度（IP3、IM3）、降敏、選擇性等。在正常的無(wú)線(xiàn)電規格以外，還有一些規格也很重要，但用戶(hù)往往看不到。其中包括規格分布和漂移與時(shí)間、電源、溫度和流程的關(guān)系。零中頻架構符合關(guān)于無(wú)線(xiàn)電設計的這些和其他關(guān)鍵要求。
通過(guò)溫度、電源和流程跟蹤
全集成式收發(fā)器架構的一個(gè)優(yōu)勢是，對于設計合理的無(wú)線(xiàn)電，器件匹配可能要好得多，不僅在起初是這樣，而且如果設計合理，器件可以有效地進(jìn)行流程、溫度、電源和頻率跟蹤。運用通常嵌入這些集成解決方案中的信號處理技術(shù)，可以較好地消除任何殘余的失配問(wèn)題。雖然對IC設計來(lái)說(shuō)，這是非常典型的情況，但是，無(wú)線(xiàn)電集成的不同之處在于，在零中頻設計中，由于依賴(lài)于頻率的所有項均部署于片上，所以，這些項也可以實(shí)現跟蹤功能。如圖1所示的典型無(wú)線(xiàn)電包括一個(gè)片外中頻濾波器。該中頻濾波器的特性會(huì )隨時(shí)間、溫度或器件而變化，與片上的任何元素均無(wú)關(guān)，并且不能對其進(jìn)行跟蹤。然而，集成濾波器的一個(gè)主要優(yōu)勢是，因為其以片上器件構建，所以，器件是可以擴展的，或者可以按比例相互跟蹤，以保持性能穩定。對于那些不能通過(guò)設計穩定的項，可以輕松進(jìn)行校準。最終結果是，在預計器件差異時(shí)，所需要的裕量要遠遠低于所有器件均無(wú)關(guān)的分立式設計。
例如，為混頻器、中頻濾波器、中頻放大器和ADC各分配1 dB的噪聲系數，這種做法并不罕見(jiàn)。在制定性能預算時(shí)，必須把這些差異級聯(lián)起來(lái)。然而，在集成式設計中，所有關(guān)鍵技術(shù)規格要么相互跟蹤，要么通過(guò)校準予以排除，結果可實(shí)現1 dB的單一器件差異，極大地簡(jiǎn)化了信號鏈差異。相比各項不相關(guān)的設計，這可能會(huì )對設計造成重要的影響；在各項不相關(guān)的設計中，需要額外的系統增益來(lái)抵銷(xiāo)可能會(huì )增加的噪聲—會(huì )影響到最終產(chǎn)品的成本、功耗和線(xiàn)性度。在如圖2所示的集成式設計中，性能總差異要遠遠小于不相關(guān)設計，因此，只需較小的系統增益。
高級校正技術(shù)
在過(guò)去，零中頻接收器通常有兩個(gè)領(lǐng)域會(huì )引起人們的擔憂(yōu)。由于復合數據是用一對表示實(shí)部和虛部的實(shí)數級聯(lián)網(wǎng)絡(luò )生成和表示的，結果就產(chǎn)生了可能表示各信號鏈增益、相位和失調的誤差，如圖8所示。
圖8. 表示增益、相位和失調項的正交誤差
這些誤差在頻譜中表現為鏡像，也是妨礙這些架構廣泛普及的主要原因。然而，作為一種集成式解決方案，通過(guò)模擬優(yōu)化和數字校正技術(shù)，可以輕松控制這些鏡像。圖9所示為典型的未經(jīng)校正的復合數據表示方式。在圖中可以看到LO泄漏（和直流失調）及鏡像抑制（正交誤差）。
圖9. 典型的未經(jīng)校正的LO泄漏和鏡像抑制
LO泄漏控制
LO泄漏在I或Q信號路徑中表現為增大的直流失調。其原因是LO直接耦合至射頻信號路徑中，并被以相干方式下變頻至輸出。結果產(chǎn)生混頻器積，表現為直流失調，加入信號鏈里存在的任何殘余直流失調中。優(yōu)秀的零中頻架構不但會(huì )在初始時(shí)自動(dòng)跟蹤并校正這些誤差，還能隨時(shí)間、溫度、電源和流程自動(dòng)跟蹤和校正，結果可實(shí)現優(yōu)于–90 dBFS的性能水平，如圖10所示。
圖10. 典型的LO泄漏控制
QEC
為了防止鏡像擾亂性能，一般會(huì )采用正交誤差校正 (QEC) 技術(shù)。圖11展示了這種功能可能產(chǎn)生的影響。在此例中，鏡像改善至優(yōu)于–105dBc的水平，超過(guò)了多數無(wú)線(xiàn)應用的要求。對于LO泄漏和QEC，運用跟蹤功能是為了確保在性能隨時(shí)間而變化時(shí)，校正能保持最新?tīng)顟B(tài)，從而保證能始終實(shí)現最佳性能。
圖11. LO泄漏控制條件下的典型正交校正
在無(wú)線(xiàn)電系統中，正交誤差和LO饋通非常重要。如果誤差足夠大，較大的阻波器鏡像有可能會(huì )屏蔽掉較小的目標信號。在圖12中，一個(gè)大阻波器的鏡像出現在15 MHz處，同時(shí)，一個(gè)目標信號的中心位于20 MHz。如果鏡像部分或全部落在目標信號上，則會(huì )導致目標信號SNR下降，結果可能在解調功能里造成誤差。一般地，LTE、W-CDMA等系統都針對這類(lèi)鏡像設置了合理的容差，但并非完全不受影響。一般情況下，這些系統要求75 dBc或更好的鏡像抑制性能，如圖11所示，運用零中頻架構可以輕松達到并維持這一要求。
圖12. 鏡像阻礙目標信號的示例
AD9371
零中頻發(fā)射和接收的一個(gè)典型示例是 AD9371。如圖13所示，AD9371具有極高的功能集成度，集成了雙發(fā)射、雙接收以及多種額外的功能，包括觀(guān)察和嗅探接收器、集成式AGC、直流失調校正（LO泄漏控制）、QEC等。該產(chǎn)品具有較寬的射頻覆蓋范圍，從300 MHz至6 GHz。每個(gè)發(fā)射器均可覆蓋20 MHz至100 MHz的合成帶寬，而每個(gè)接收器則能覆蓋5 MHz至100 MHz的帶寬。雖然此器件瞄準的是3G和4G應用，但也是不超過(guò)6 GHz的許多其他通用無(wú)線(xiàn)電和軟件定義應用的理想解決方案。
圖13. AD9371集成式零中頻收發(fā)器
AD9371在12 mm × 12 mm的BGA封裝里集成了完整的系統功能，包括前面討論過(guò)的依賴(lài)于頻率的所有器件，以及所有校準和對齊功能。在圖4所示接收功能的基礎上，圖14增加了必要的發(fā)射功能，造就了一種非常緊湊的雙收發(fā)器設計。功耗取決于確切的配置，包括帶寬和實(shí)現的功能，但是，AD9371的典型功耗僅為4.86 W，包括維持LO泄漏和鏡像抑制的數字功能。
圖14. 零中頻收發(fā)器的典型布局
AD9371的關(guān)鍵性能指標
噪聲系數
圖15和圖16展示了AD9371的典型噪聲系數特性。第一張圖展示了較寬的射頻頻率，在該頻譜中，噪聲系數相對平坦。該器件的輸入結構采用衰減器的形式，因此，對于每dB，噪聲系數增加1 dB。假設最差條件噪聲系數為16 dB，衰減為零，外部增益差異允許約4 dB的衰減，則可假設總噪聲系數為20 dB。對于一個(gè)提供至少24 dB增益的外部LNA (0.8 dB)，系統噪聲系數為2 dB。
圖15. AD9371噪聲系數（0 dB衰減和40 MHz帶寬）
在圖16中，噪聲系數為帶外阻塞相對于A(yíng)D9371輸入的函數。設外部增益為24 dB，在相對于天線(xiàn)連接器–24 dBm處，會(huì )相對于該器件輸入出現0 dBm。如果只考慮AD9371的影響，若集成接收器下降3 dB，則噪聲系數的總體下降幅度約為1 dB。
圖16. AD9371 NF與帶外信號功率的關(guān)系
鏡像抑制
與LO泄漏類(lèi)似，接收鏡像抑制可基于圖17所示信息進(jìn)行估算。當天線(xiàn)端的典型輸入電平為–40 dBm時(shí)，則可以估算出，鏡像要優(yōu)于比天線(xiàn)端口低80 dB或–120 dBm的水平。
圖17. 接收器鏡像抑制
結論
雖然從歷史上來(lái)看，零中頻架構一直局限于低性能應用，但是，AD9371一類(lèi)的新產(chǎn)品卻具有改變現狀的性能。這些器件不但能提供比肩中頻采樣接收器的性能，同時(shí)還要更進(jìn)一步，通過(guò)對無(wú)線(xiàn)電進(jìn)行分區，形成了更加強大的架構，不但能降低制造成本，還能在部署后降低運營(yíng)成本。低成本解決方案設計不再需要犧牲無(wú)線(xiàn)電性能，使得用戶(hù)可以集中時(shí)間和資源去開(kāi)發(fā)應用，無(wú)需擔心無(wú)線(xiàn)電的實(shí)現問(wèn)題。
參考電路
1雖然本文主要討論接收器，但對發(fā)射器同樣適用。對于發(fā)射器， 零中頻成為公認的高性能架構已經(jīng)超過(guò)十年。
2如本文所述，典型的零中頻接收器在同一封裝中還包括一條完整 的發(fā)射路徑 (AD9371)。
3R. H. Walden."模數轉換器調查與分析"。IEEE Journal on Selected Areas in Communications, 1999年4月.
4Boris Murmann. "1997-2015年ADC性能調查."斯坦福大學(xué)，2015年。
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