外差接收機作為接收機方案的標準選擇已有數十年歷史。近年來(lái)，模數轉換器 (ADC) 采樣速率的迅速提高、嵌入式數字處理的采納以及匹配通道的集成，為接收機架構提供了幾年前尚被認為是不切實(shí)際的其他選擇。

 

 

表1比較了外差、直接采樣和直接變頻三種架構。同時(shí)顯示了每種架構的基本拓撲和一些利弊。

 

表1. 接收機架構比較

 

外差方法久經(jīng)檢驗，性能出色。實(shí)施原理是混頻到中頻 (IF)。IF需選擇足夠高的頻率，使得實(shí)際濾波器在工作頻段中能夠提供良好的鏡像抑制和LO隔離。當有超高動(dòng)態(tài)范圍ADC可用時(shí)，增加一個(gè)混頻級以降低頻率也很常見(jiàn)。此外，接收機增益分布在不同的頻率上，這使得高增益接收機發(fā)生振蕩的風(fēng)險非常小。通過(guò)適當的頻率規劃，外差接收機可以實(shí)現非常好的雜散能量和噪聲性能。遺憾的是，這種架構是最復雜的。相對于可用帶寬，其需要的功耗和物理尺寸通常是最大的。此外，對于較大分數帶寬，其頻率規劃可能非常困難。在當前追求小尺寸、低重量、低功耗 (SWaP) 并希望獲得寬帶寬的背景下，這些挑戰難度很大，導致設計人員不得不考慮其他可能的架構選項。

 

直接采樣方法已被業(yè)界追求許久，其障礙在于很難讓轉換器工作于直接射頻采樣所需的速率并且實(shí)現大輸入帶寬以及實(shí)現大輸入帶寬。在這種架構中，全部接收機增益都位于工作頻段頻率，如果需要較大接收機增益，布局布線(xiàn)必須非常小心。如今，在L和S波段的較高奈奎斯特頻段，已有轉換器可用于直接采樣。業(yè)界在不斷取得進(jìn)展，C波段采樣很快就會(huì )變得實(shí)用，后續將解決X波段采樣。

 

直接變頻架構對數據轉換器帶寬的使用效率最高。數據轉換器在第一奈奎斯特頻段工作，此時(shí)性能最優(yōu)，低通濾波更為簡(jiǎn)單。兩個(gè)數據轉換器配合工作，對I/Q信號進(jìn)行采樣，從而提高用戶(hù)帶寬，同時(shí)又不會(huì )有交織難題。對于直接變頻架構，困擾多年的主要挑戰是維持I/Q平衡以實(shí)現合理水平的鏡像抑制、LO泄漏和直流失調。近年來(lái)，整個(gè)直接變頻信號鏈的先進(jìn)集成加上數字校準已克服了這些挑戰，直接變頻架構在很多系統中已成為非常實(shí)用的方法。

 

 

圖1顯示了三種架構的框圖和頻率規劃示例。圖1a為外差接收機示例，高端LO將工作頻段混頻到ADC的第二奈奎斯特區。信號進(jìn)一步混疊到第一奈奎斯特區進(jìn)行處理。圖1b為直接采樣接收機示例。工作頻段在第三奈奎斯特區進(jìn)行采樣并混疊至第一奈奎斯特區，然后將NCO置于頻段中心，數字下變頻到基帶，再進(jìn)行濾波和抽取，數據速率降低到與通道帶寬相稱(chēng)的水平。圖1c為直接變頻接收機示例。雙通道ADC與正交解調器對接，通道1對I（同相）信號進(jìn)行采樣，通道2對Q（正交）信號進(jìn)行采樣。

 

圖1. 頻率規劃示例。

 

許多現代ADC同時(shí)支持所有三種架構。例如，AD9680是一款具備可編程數字下變頻功能的雙通道1.25 GSPS ADC。此類(lèi)雙通道ADC支持雙通道外差架構和直接采樣架構，一對轉換器合作則可支持直接變頻架構。

 

采用分立實(shí)施方案時(shí)，直接變頻架構的鏡像抑制挑戰可能相當難以克服。通過(guò)提高集成度并結合數字輔助處理，I/Q通道可以很好地匹配，從而大幅改善鏡像抑制。最近發(fā)布的AD9371的接收部分是一個(gè)直接變頻接收機，如圖2所示，注意它與圖1c的相似性。

 

圖2. AD9371的接收部分：?jiǎn)纹苯幼冾l接收機。

 

 

任何采用頻率轉換的設計都需要作出很大努力來(lái)使不需要的帶內折頻最小化。這是頻率規劃最微妙的地方，涉及到可用元件與實(shí)際濾波器設計的平衡。某些雜散折疊問(wèn)題在此略作說(shuō)明，如需詳細解釋?zhuān)堅O計人員參閱參考文獻。

 

圖3顯示了ADC輸入頻率和前兩個(gè)諧波的折疊與輸入頻率（相對于奈奎斯特頻段）的關(guān)系。當通道帶寬遠小于奈奎斯特帶寬時(shí)，接收機設計人員的目標是選擇適當的工作點(diǎn)以將折疊的諧波置于通道帶寬之外。

 

圖3. ADC折頻。

 

接收機下變頻混頻器會(huì )增加復雜性。任何混頻器都會(huì )在器件內引起諧波。這些諧波全都混在一起，產(chǎn)生其他頻率。圖4顯示了這種影響。

 

圖4. 下變頻混頻器雜散。

 

圖3和圖4僅顯示了截止三階的雜散。實(shí)踐中還有其他更高階的雜散，設計人員需要處理由此而來(lái)的無(wú)雜散動(dòng)態(tài)范圍問(wèn)題。對于較窄的小數帶寬，細致精當的頻率規劃可以克服混頻器雜散問(wèn)題。隨著(zhù)帶寬增加，混頻器雜散問(wèn)題成為重大障礙。由于A(yíng)DC采樣頻率提高，有時(shí)候使用直接采樣架構來(lái)降低雜散會(huì )更切合實(shí)際。

 

 

接收機設計的很多工作是花在最小化噪聲系數 (NF) 上面。噪聲系數衡量信噪比的降低程度。

 

 

器件或子系統噪聲系數的影響是使輸出噪聲功率高于熱噪聲水平，即被噪聲系數放大。

 

 

級聯(lián)噪聲系數計算如下：

 

 

ADC之前的接收機增益的選擇以及所需ADC SNR的確定，是接收機總噪聲系數與瞬時(shí)動(dòng)態(tài)范圍平衡的結果。圖5為要考慮的參數的示意圖。為了便于說(shuō)明，接收機噪聲折算到ADC前端抗混疊濾波器之前，即被濾波之后的噪聲。ADC噪聲顯示為平坦的白噪聲，目標信號顯示為–1 dBFS的連續波 (CW) 信號音。

 

圖5. 接收機 + ADC噪聲。

 

首先需要常用單位，即dBm或dBFS。根據轉換器滿(mǎn)量程電平和轉換器噪聲密度，可將ADC噪聲從dBFS換算為dBm。此外，噪聲功率與帶寬成比例，故而需要一個(gè)常用帶寬單位。某些設計人員使用通道帶寬，這里我們歸一化到1 Hz帶寬，噪聲功率為/Hz。

 

 

總噪聲計算如下：

 

 

這就引出了ADC靈敏度損失概念。ADC靈敏度損失用于衡量由ADC噪聲引起的接收機噪聲性能降低程度。為使此降幅最小，接收機噪聲需要遠高于A(yíng)DC噪聲。限制來(lái)自動(dòng)態(tài)范圍，較大接收機增益會(huì )限制能接收而不會(huì )使ADC飽和的最大信號。

 

 

因此，接收機設計人員總是要面對動(dòng)態(tài)范圍與噪聲系數平衡的挑戰。

 

 

本文簡(jiǎn)述了外差、直接采樣和直接變頻三種接收機架構，重點(diǎn)討論了每種架構的優(yōu)勢和挑戰。本文還介紹了接收機設計的最新趨勢和考慮。對更高帶寬的普遍渴望，結合GSPS數據轉換器的進(jìn)步，將使許多不同的接收機設計在未來(lái)很長(cháng)時(shí)間內百花齊放。

 

 

Peter Delos。“數字波束賦形相控陣的接收機設計考慮”。微波和RF，2014年。

 

Harris, Jonathan，“數字下變頻器的發(fā)展和更新——第一部分和第二部分”。模擬對話(huà)，2016年。

 

Bert Henderson。“微波系統中的混頻器”。WJ Tech-Note，1990年。

 

Walt Kester。“模數轉換”。ADI公司，2004年。

 

Kevin McClanning和Tom Vito。“無(wú)線(xiàn)電接收機設計”。紐約，Noble Publishing，2000年。

 

Behazd Razavi。“直接變頻接收機設計考慮”。IEEE，1997年。

 

RF和微波噪聲系數測量基礎知識。Keysight應用筆記。

 

本文轉載自亞德諾半導體。