中心議題：

• 研究用于精確功率測量的二極管傳感器技術(shù)

解決方案：

• 利用合適的傳感器技術(shù)調制的信號
• 用傳感器技術(shù)進(jìn)行精確的真實(shí)RMS測量

本文中我們將分析一些現代通信系統對測量功率的需求，并將介紹功率測量技術(shù)以及在進(jìn)行功率測量的過(guò)程中存在的誤差和不確定性。

客戶(hù)對數據率日益提高的需求已經(jīng)驅使從第一代移動(dòng)電話(huà)和微波鏈路所使用的簡(jiǎn)單的恒定包絡(luò )調制方式—如PMR設備中使用的FM制式—向更為復雜的調制制式如GMSK、CDMA和N-QAM轉移。

本文將重點(diǎn)介紹對CDMA和N-QAM系統的均方根(RMS)測量，并將介紹可用于測量這些類(lèi)型信號的兩種不同類(lèi)型的傳感器技術(shù)。

CDMA信號如IS-95(北美窄帶CDMA標準)或3GPP WCDMA標準具有大量的幅度內容。通常情況下,峰值到平均功率的比值最小為10dB,最高可能為16dB。這種幅度變化致使傳統的CW線(xiàn)性校正二極管傳感器不適合于這些類(lèi)型的測量。

射頻鏈路已經(jīng)采用了N-QAM—典型的是64 QAM或256 QAM—調制方式以提高數據率。其它如WLAN標準這樣的一些較新且數據率較高的系統也采用了64QAM以獲得最快的數據率。這些系統的符號率通常高于大多數常見(jiàn)的峰值功率計的帶寬，而RMS測量可以對系統的功率作出精確和經(jīng)濟的指示。

功率測量技術(shù)已經(jīng)確定了三類(lèi)主要的功率傳感器設計：熱敏電阻、二極管和熱電堆或塞貝克效應(Seebeck effect)。熱敏電阻傳統上一直被用于標準的轉換，并不用于對系統和設備的常規測量，因為它們的功率處理能力有限。

基于二極管的傳感器一直有兩種不同的形式：僅基于平方律的傳感器和線(xiàn)性校正寬動(dòng)態(tài)范圍傳感器。最近，人們已經(jīng)推出了第三類(lèi)二極管傳感器，即基于多只二極管的傳感器。

熱電堆或塞貝克效應傳感器根據熱電偶的原理工作，并依賴(lài)于輸入信號的熱效應。這使它們成為測量復雜波形如N-QAM的真實(shí)RMS功率的理想選擇，因為無(wú)論加在載波上的調制方式是什么，它們將總是對輸入波形的真實(shí)RMS值作出響應。

熱電堆具有良好的返回損失，它可以減小測量的不確定性。唯一的缺點(diǎn)在于它們的動(dòng)態(tài)范圍有限，且與二極管傳感器相比響應速度較慢。安立的快速熱傳感器具有4ms的響應時(shí)間。

圖2所示為熱電堆單元和二極管檢測器的響應。傳統的二極管檢測器要么工作在平方律區域，因此動(dòng)態(tài)范圍被限制為50dB；要么采用線(xiàn)性校正技術(shù)來(lái)擴展它們的動(dòng)態(tài)范圍。這種技術(shù)受到功率計速度的限制，并且不適合于系統傳輸的符號率遠遠超過(guò)功率計采樣率的應用。
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如圖2所示，我們可以看到二極管平方律從-70dBm延伸到大約-20dBm。通用的傳感器利用三條二極管路徑構成的平方律區域來(lái)制成一種從+20dBm覆蓋到-60dBm動(dòng)態(tài)范圍的真正的RMS傳感器。在二極管對之間有兩個(gè)轉換點(diǎn)，第一個(gè)轉換點(diǎn)大約在-3.5dBm，而第二個(gè)轉換點(diǎn)在-23.5dBm。

對于檢測器A的路徑，有40dB的衰減；如果輸入功率在+20dBm到-3.5dBm的范圍內，就要選擇該檢測器。因此，在二極管上的信號電平的變化范圍從-20dBm到-43.5dBm。檢測器B具有23dB的衰減，如果輸入功率的范圍在-3.5dBm到-23.5dBm之間，就要選擇該檢測器。在二極管上的信號電平的變化范圍從-26.5dBm到46.5dBm。

最后一對二極管－檢測器C只有6dB的衰減，并且當輸入電平下降到-23.5dBm以下才工作。在二極管上的信號電平的變化范圍從-29.5dBm 到-66dBm。系統框圖和物理版圖如圖3和4所示。
那么，這三對二極管工作的優(yōu)勢是什么？我們具有一個(gè)真實(shí)的RMS范圍達到80dB的傳感器，那么對于測量由UE—希望覆蓋寬的動(dòng)態(tài)范圍—產(chǎn)生的WCDMA信號就非常有用。當然，僅僅采用兩對二極管路徑就可能制成類(lèi)似的傳感器。二極管的平方律區域為50dB，所以如果具有兩個(gè)路徑，其中每一個(gè)都工作在40dB的范圍內，那么，這就足以產(chǎn)生一個(gè)動(dòng)態(tài)范圍是80dB的傳感器。

然而，讓我們比較兩個(gè)傳感器的噪聲性能。對于兩個(gè)路徑傳感器，在－20dBm的中途轉換點(diǎn)，在二極管上的輸入功率等于-60dBm，在此點(diǎn)的噪聲會(huì )對測量造成嚴重的影響。對于三路徑傳感器，在任一個(gè)轉換點(diǎn)的最低信號都是-46dBm，所以信噪比要比采用雙路徑的方法好得多，從而使測量速度更快，但是精度較低。

測量誤差和不確定性可以分成四個(gè)受影響的主要區域：功率計、校正器、傳感器以及被測器件的一些特性，如匹配和偽信號輸出。我們將依此考查這些領(lǐng)域以分析它們對功率測量的貢獻。
安立的功率計具有5個(gè)放大器量程，增益最小的兩個(gè)量程是直流耦合，并且具有對GSM類(lèi)型應用快速響應的優(yōu)點(diǎn)。其它三個(gè)量程是交流放大器，它們與傳感器中的一個(gè)斷路器配合使用。這些量程被用于測量低電平的信號，在此，穩定性、噪聲和漂移是主要的參數。如果減小這些量程的帶寬，可以改善噪聲性能。

儀器的精度

功率計的儀器精度小于0.5%，并且可以被處理為一般誤差；當考慮作為基帶電壓測量系統時(shí)，這就是功率計的性能。一些通常會(huì )影響該數字的參數—如量化誤差以及零殘留(carry over)—已經(jīng)通過(guò)采用具有更高分辨率的模數轉換器大為降低。

最低的增益量程通常具有最大的動(dòng)態(tài)范圍。讓我們分析量化對該增益量程的影響，因為該影響將是最重要的。

在這個(gè)量程上，模數轉換器的最大輸入電壓是4.5V。轉換器為16位模數轉換器，所以，分辨率為每位68.6uV。該量程必須處理的最小信號大約是80mV，這大約對應于模數轉換器的1,200位。因此量化誤差小于0.09%，不必當成獨立的項目來(lái)處理。其它的放大器量程具有更小的動(dòng)態(tài)范圍，所以量化誤差要小得多。

零位調整和漂移

這是調零過(guò)程的殘留效應，其在一小時(shí)內的漂移采用最大平均法來(lái)測量。對該參數的規范要求是誤差項在最敏感的范圍內小于滿(mǎn)量程的0.5%。對于本文中已討論過(guò)的兩個(gè)傳感器，最敏感的量程達到10dB。

對于快速熱量傳感器，零位調整等于0.05mW；而對于通用二極管傳感器，零位調整等于0.05nW。隨著(zhù)功率電平在最小量程內的降低，零位調整和漂移的影響更為重要。對于已公布的動(dòng)態(tài)范圍內最低端的信號，其貢獻小于5%。

校準器功率參考

功率參考為功率計提供一個(gè)可追蹤的0dBm參考電平，以校準傳感器。參考校準可追蹤到國家標準，并且可以被考慮為具有+/-1.2%內的峰值精度或一年內具有0.9% 的RSS。我們要考慮的其它誤差是待校準傳感器與該參考之間的不匹配。該參考具有小于1.04的VSWR(電壓駐波比)，而該數值有助于減小這種誤差。對于被考慮的兩個(gè)傳感器，這個(gè)誤差項是0.31%。

功率傳感器

功率傳感器對不確定性預算的影響有5個(gè)因素：

1. 線(xiàn)性度

傳感器具有一個(gè)線(xiàn)性規范，它是與理想功率測量設備之間的測量偏差；

2. 溫度系數

熱電堆和二極管單元兩者都具有溫度系數。安立的傳感器對溫度漂移進(jìn)行單獨的校正，并且在功率計用來(lái)計算校準的襯底上具有小的熱敏電阻。校準是不完美的，所以，仍然存在殘余誤差；典型情況下，該誤差在寬的溫度范圍內小于1%。

3. 不匹配

 它是在測量時(shí)傳感器和被測設備之間的不確定性。這常常是誤差預算中最大的一個(gè)因素，即使各傳感器之間的匹配較好。

4. 校正因子的不確定性

這是傳感器和校正因子的校正系統之間不匹配的函數，它受到被測傳感器的影響。所以，對于38GHz的快速熱傳感器的例子，其具有的校正因子不確定性為3.62%，而2.2 GHz的通用傳感器具有0.6%的校正因子不確定性。

5. 噪聲

這取決于傳感器的類(lèi)型和所施加的信號電平。對于熱電堆單元，隨著(zhù)信號電平的減小，噪聲的貢獻增加。對于通用傳感器，我們需要考慮每一組二極管上向著(zhù)量程轉換點(diǎn)處增加的噪聲。在量程轉換之后，信噪比就得到改善。功率計信號通道對傳感器的整體噪聲性能的貢獻相對很小。

平均化可以減小噪聲，安立 ML234X功率計提供幾種平均化的方案。在較低功率下，有一種自動(dòng)增加平均的工具，以保持在較高功率電平上的快速響應。
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不匹配

當進(jìn)行一次測量時(shí)，這可能是對誤差預算貢獻最大的一個(gè)因素。不匹配誤差由傳感器和信號源的阻抗不匹配所引起。在通用術(shù)語(yǔ)中，傳感器—是無(wú)源終端—往往具有比有源器件更好的匹配。反射波與發(fā)射波以向量方式疊加，從而產(chǎn)生駐波。傳感器將檢測到這一點(diǎn)，但是，不可能探測到最大和最小的位置。因此，當考慮不匹配誤差時(shí)，我們總要采用最壞的情形。

描述不匹配程度的方程如下：

其中s是信號源。l是負載，這種情況下就是傳感器。

采用一種衰減器可以改善不匹配誤差。在安立的功率計中，有一種工具容許用戶(hù)輸入具有衰減值的表格并應用到測量之中。精密的衰減器能夠被校準到0.05dB或1.15%。如果采用非精密的衰減器，那么，校準誤差可能大于你所尋求的對不匹配的改進(jìn)。

諧波和偽信號
在功率測量上的另一個(gè)誤差源就是諧波和偽信號。平方律傳感器將把其通帶內所有信號的功率疊加。

對于滿(mǎn)足政府或國際規范要求的大多數已完成的系統設計，這些信號對測量的影響是可以忽略的。然而，對于在不完整系統或子系統的部分上做的測量，由于沒(méi)有濾波措施，這些信號可能導致額外誤差。例如，假設本地振蕩器通過(guò)混頻器泄漏，那么，該頻率成分就僅僅比主信號低20dB。

傳感器將把兩個(gè)功率疊加在一起，由于存在兩個(gè)信號，將導致附加的1%誤差。如果我們看另外一個(gè)例子，這次放大器的信號被壓縮。在這種情形下，諧波輸出可能僅僅比載波小10dB，因此將給讀數添加額外的10%誤差，這與系統中其它的誤差相比顯得很大。

在多載波測試的過(guò)程中，這種真實(shí)RMS傳感器的特性具有較大的優(yōu)勢。如果我們取兩個(gè)相距幾MHz的載波，那么峰值電壓將為2V?；诙O管的峰值功率計然后會(huì )把這個(gè)讀數讀為4倍功率，而真實(shí)RMS傳感器將正確地把組合信號識別為2倍功率。
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那么，讓我們看這些誤差對兩個(gè)測量情形的影響。在兩種情形下，我們都將假設信號源具有1.5的VSWR，并且該信號的偽輸出是可忽略的。

1. 在+10dBm采用通用傳感器對2.2GHz WCDMA信號進(jìn)行測量；

2. 在+10dBm采用熱傳感器測量38GHz射頻鏈路；

在這兩種情形下，我們假設在測量上的噪聲和零漂移效應都是可以忽略的。

表中顯示了疊加在線(xiàn)性和RSS模式中的不確定性。
線(xiàn)性求和假設最壞情形的誤差總要相加。RSS求和采取這樣的觀(guān)點(diǎn)：由于信號源的誤差源于不同的物理機制，那么假設它們在最壞情況下平均起來(lái)不會(huì )疊加就是合理的。

當處理非物理相關(guān)的不確定度的總和時(shí)，許多公司和不確定性方案采用了這種方法。如果我們要從這些頻率和功率電平增加我們對不確定性的了解，那么，最好的辦法是通過(guò)三維圖形來(lái)展示這一點(diǎn)。 [page]
對于不采取平均處理的通用傳感器，該圖顯示了在室溫下不確定性的總和。最壞情形已經(jīng)被疊加上去了。從中可以看到噪聲對二極管的每一條路徑的影響。利用大小適度的平均處理，在轉換點(diǎn)上的噪聲可以被減小到微不足道的水平。在低功率電平上，噪聲是最大的一個(gè)影響因素。
該圖顯示了熱電堆傳感器在其整個(gè)工作頻率范圍內的不確定性表面。在該情形下，信號源匹配一直固定在1.2，所以由于不匹配引起的不確定性被減小了。不確定性已經(jīng)被當作RSS項疊加。在低功率電平上不確定性的增加主要是由零位調整參數引起的。這種與頻率相關(guān)的紋波是因在整個(gè)范圍內變化的校正因子的不確定性引起的。

2.5%不確定性，在圖上是最低的不確定性，剛好高于+/-0.1dB；而8%的不確定性，在圖中是最大的不確定性，是+0.33/-0.36dB。

本文小結

利用合適的傳感器技術(shù)，可以對具有復雜調制的信號進(jìn)行精確的真實(shí)RMS測量。本文介紹了在測量功率時(shí)計算不確定性預算過(guò)程中需要考慮的各種因素。

在大信號功率級，最重要的一個(gè)影響是不匹配，而這可以利用如精密衰減器之類(lèi)的匹配技術(shù)進(jìn)行管理；在低功率級，最重要的影響是噪聲，而這可以通過(guò)在功率計上選擇適當的平均條件來(lái)管理。