中心論題：

• LNA的設計
• 實(shí)際測量結果

解決方案：

• LNA結構選擇
• 偏置及匹配網(wǎng)絡(luò )的設計和源端接地電感處理
• 線(xiàn)性和非線(xiàn)性仿真分析
• LNA的穩定性分析
• 實(shí)際設計的PCB電路

摘 要: 以E-pHEMT管實(shí)現基站接收機前端平衡結構低噪聲放大器(LNA),并以3dB混合耦合器實(shí)現功率分配與合路。首先以設計規范和FET管的要求來(lái)取得適當的偏置及匹配電路,對管腳源端的電感值進(jìn)行優(yōu)化,得出方案設計原理圖。然后對原理電路加以線(xiàn)性及非線(xiàn)性仿真分析,模擬出電路的運行結果。最后得出PCB板的實(shí)際測量結果:在電路的工作頻率1.92GHz～1.98GHz頻段設計的模擬結果與電路的實(shí)際測量值十分吻合,其線(xiàn)性度十分良好。

很多情況下,因為基站與移動(dòng)設備不平衡連接的緣故,從基站到移動(dòng)設備的信號強度和傳輸距離都要超過(guò)移動(dòng)設備向基站的反向傳輸,并且由于天線(xiàn)與基站間的反饋損耗,使得這種不平衡性變得更大。為了改善這種不平衡性,擴大基站接收的覆蓋面,最直接的解決方案是加裝塔裝放大器TMA或Masthead放大器。而TMA中最重要的模塊LNA(如圖1所示)對接收的信號具有選頻功能,并把選頻后的信號進(jìn)行低噪聲放大,使系統靈敏度增強,覆蓋半徑增大。 

LNA結構選擇
通常,在LNA的設計中主要考慮低噪聲系數(NF)。足夠的增益(G)和絕對的穩定性?對于本文TMA放大器中LNA設計的實(shí)際技術(shù)規范要求如表1所示。同時(shí)要求所使用的LNA結構滿(mǎn)足良好的輸入輸出匹配,保證LNA的穩定性,兼顧到功分/合路網(wǎng)絡(luò )的低損耗、幾何尺寸小,工作帶寬內良好的相位和幅度匹配,足夠的工作帶寬(涵蓋在1.95GHz左右),符合CDMA標準上行頻率?據此選擇了以平衡結構為特征的LNA結構(如圖2)。這種平衡結構的重要特性是:它較單階放大器的截點(diǎn)高出一倍,并以標準50Ω實(shí)現輸入輸出匹配,在某一路硬件失效時(shí)電路的冗余設計可保證系統的正常運行。但通常增益減少6dB。 

為使圖2中的LNA模塊噪聲系數。截點(diǎn)和增益達到表1中的各項指標,設計漏極電流Id=60mA?同時(shí),要求單個(gè)放大元件在此偏置點(diǎn)的工作性能達到優(yōu)于表1的規范值。由于E-pHEMT元件ATF-54143在電流Id=60mA下,具有最佳的截點(diǎn)(IP3)和最小噪聲系數Fmin;漏源極電壓Vds為3V時(shí),具有稍高的增益;偏置是+5V穩定電壓,所需單極性+3V電壓更具有優(yōu)勢,因此選擇其作為放大元件。

偏置及匹配網(wǎng)絡(luò )的設計和源端接地電感處理
a.偏置及匹配網(wǎng)絡(luò )的設計 
ATF-54143的偏置網(wǎng)絡(luò )是根據元件的靜態(tài)工作點(diǎn)和輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò )設計得出?輸入匹配網(wǎng)絡(luò )則由元件的最佳噪聲反射系數Γopt為主來(lái)決定,以求得噪聲系數NF降到最小;輸出匹配則要求共軛匹配,以求得最大功率輸出,保證有足夠的增益,兩者都在Smith圖上實(shí)現輸入輸出至50Ω的匹配?首先,元件的偏置以電阻R1和R2(見(jiàn)圖3)組成的分壓器實(shí)現,分壓器的電壓取自漏極電壓,并為電路提供電壓負反饋,以維持漏極電流的恒定,R3為漏柵極的限壓電阻，R1、R2、R3的計算值見(jiàn)式(1)。

式(1)中,Ids是所需漏極電流,IBB是流經(jīng)R1和R2所組成的電壓分配網(wǎng)絡(luò )的電流,當IBB至少10倍于最大柵極漏電流時(shí),其值可達到2mA,同時(shí)由VDD=5V,Vds=3V,Id=60mA,Vgs=0.56V,得到:R1=270Ω,R2=1150Ω,R3=30.8Ω。
   
電阻R4為低頻阻性終端,使得電路工作在低頻時(shí)能夠提高其穩定性。電容C3則為R4提供了一個(gè)低頻旁路通路,另外加入R5主要是給柵極加上一個(gè)限流功能(R5大約為10kΩ左右),當元件工作在 P1dB或Psat點(diǎn)附近時(shí),這種限流作用就尤為重要。
   
因規范要求NF最大值只有1dB,為實(shí)現放大器的最佳噪聲匹配,網(wǎng)絡(luò )采用高通阻抗匹配。放大電路原理圖如圖3所示,它的輸入匹配網(wǎng)絡(luò )由一個(gè)串聯(lián)的電容C1和兩個(gè)并聯(lián)的電感L1和L2組成。因電路損耗將直接與噪聲系數相關(guān),這樣L1和L2的高Q值則變得非常重要。短路電感L1能夠在低頻端提供增益衰減,同時(shí)又與C1一起作為輸入匹配阻抗的一部分,C1同時(shí)要作為直流隔斷電容。L2還要為pHEMT做偏置電感,在柵極加入電壓偏置,它要求有一個(gè)好的旁路電容C2。這個(gè)網(wǎng)絡(luò )是對于低噪聲系數。輸入回波損耗和增益都加以兼顧考慮的方案,電容C2。C4保證帶內的穩定性,低頻端電阻R3。R4作為阻性終端以保證低頻時(shí)系統的穩定性。輸出高通匹配網(wǎng)絡(luò )由C4和L3組成,分路電感L3的作用與L2相同,作為pHEMT管偏置載入電感,在漏極偏置。

b.源端接地電感處理 
提高LNA的性能常通過(guò)控制源端電感LL1和LL2的大小實(shí)現,其量值一般只有十分之幾納亨。LL1和LL2實(shí)際上只是非常短的傳輸線(xiàn),它們位于每個(gè)源端與地之間,作為電路的串聯(lián)負反饋,其反饋量對于帶內帶外的電路增益。平穩性和輸入輸出回波損耗有著(zhù)巨大的作用,在實(shí)際電路源端電感要做適量的調節。放大器PCB板的設計考慮到源端的電感量是變化的。當每個(gè)源端與微帶相連時(shí),沿著(zhù)微帶線(xiàn)的任何一點(diǎn)都可以連接到地端,要得到最低的電感值,只需在距元件源端最近的點(diǎn)上將源端焊盤(pán)與地端相連,并只有非常短的一段蝕刻，放大器的每一段源端蝕刻與相應的地端相連的長(cháng)度大約有0.05英寸(是從源端邊緣與其最近的第一個(gè)地過(guò)孔邊緣間測得),剩余并未使用的源端蝕刻可切斷除去。通常,過(guò)大的源極電感量值所帶來(lái)的邊緣效應表現為超高頻端的增益值出現峰化及整體的合成振蕩。為避免這種情況,在初始LNA的設計原型階段,盡量準確地確定源端電感的量值,并且仿真中也要調節源端電感量的大小,找出最優(yōu)值優(yōu)化LNA性能。

線(xiàn)性和非線(xiàn)性仿真分析
放大電路原理圖如圖3所示。模擬分析要以每個(gè)元件的模型來(lái)載入仿真軟件ads。ATF-54143的模塊化文件是一個(gè)雙端口s參數且為T(mén)ouchstone格式的文件,ads模擬軟件中sparams_wNoise模板可以實(shí)現模擬控制。在系統穩定性前提下,當電路元件載入到模擬電路中時(shí),電路越詳盡則模擬結果就越精確,越精確的模擬結果為實(shí)際的放大器電路的布局提供更為精確的數據。傳輸線(xiàn)模型的實(shí)現可以用元件庫中得到的各種微帶線(xiàn)實(shí)現,并且片電容和片電阻的關(guān)聯(lián)電感也都載入到模擬電路中,這時(shí)全部微帶部分都可設置為厚度為0.31英寸。型號為FR-4的材料板上。
   
混合耦合器2A1306-3的模型是基于四端口的Touchstone線(xiàn)性s參數文件。它與微帶線(xiàn)部分、電路平衡放大器的輸入輸出部分及負載阻抗構建起放大器的完整模塊結構。運行模擬軟件,就要給出系統的仿真結果值,以表明所需結構的性能。模擬得到的NF、增益(G)。輸入輸出回波損耗結果如圖4、圖5、圖6所示。這些圖表示了LNA在工作頻率范圍的性能。

對于非線(xiàn)性模擬,常以諧波平衡模擬(HB)來(lái)實(shí)現。非線(xiàn)性模擬方法HB計算速度快,能夠處理分布元件和分立元件的電路,并很容易與更高階諧波及互調元件相容。ATF-54143管的P1dB和OIP3模擬非線(xiàn)性模型是基于W.R.Curtice模型,這個(gè)模型可以非常近似地模擬直流和小信號工作狀態(tài)(包括噪聲),對于截點(diǎn)的模擬則做出模擬預測結果比實(shí)際值要偏低。P1dB和OIP3的值如表2 所示:當平衡LNA放大器的OIP3模擬結果為32.1dBm時(shí),P1dB則為20.8dBm,P1dB的模擬結果與實(shí)際的測量結果很接近,而OIP3的模擬結果則偏低,實(shí)際的測量結果達到37dBm。

LNA的穩定性分析
除了能夠得出增益、NF、P1dB和輸入輸出回波等重要參數外,軟件模擬還能夠得出關(guān)于電路設計穩定性的信息。它是電路能否正常工作的重要前提。模擬軟件計算Rollet穩定性因子K和作穩定性圓是兩種很容易做到的方法,它們可以明確地表示出穩定性的數據。圖7示出的Rollett穩定因子K的模擬值(K>1)表明:在1.9～2.0GHz工作帶寬范圍,電路能夠實(shí)現無(wú)條件穩定。

實(shí)際設計的PCB電路
根據上述的設計及仿真結果,依照圖3所示的放大電路原理圖,可以進(jìn)行最后的實(shí)際布局?要使電路工作在1.92GHz～1.98GHz頻率范圍內滿(mǎn)足規范值,PCB板的布局設計應可以變化調節,即可加入或減掉某些元件,使輸入輸出阻抗匹配網(wǎng)絡(luò )可以調節匹配達到最佳,優(yōu)化電路性能?考慮到實(shí)際應用的廣泛性(同時(shí)也考慮設計中的其他因素的影響),PCB板的蝕刻選擇在0.031英寸厚的FR-4材料上(正常條件下其Er值是5.6),LNA的射頻布局主要準則是電路必須保證平衡的結構,且放大器的每條支路的路徑長(cháng)度必須相等。如果長(cháng)度不相同,結果則會(huì )影響信號的相位求和,并且輸出功率和IP3都要比預期值要低。為做到這點(diǎn),下路的ATF-54143逆時(shí)針旋轉了90°,這樣很容易把上下RF微帶通路復制出來(lái),從而做到兩路完全相同，實(shí)現平衡。

實(shí)際測量結果
得到了完整的電路PCB板后,就要實(shí)際測量電路的各個(gè)參數,驗證設計的仿真結果是否與之相符,是否最終符合表1的設計技術(shù)規范。本文所采用的測試儀器是HP8753ES網(wǎng)絡(luò )分析儀和HP8970B噪聲儀。圖8、圖9表達出放大器實(shí)測的NF和增益曲線(xiàn),在帶寬為0.1GHz的頻率范圍內NF的值在0.8dB和1.0dB之間,增益在1.97GHz達到最大值15.5dB,在1.99GHz達到了15.3dB。由于NF是在實(shí)際PCB板外腔體內測得的,包含了同軸連接器的損耗和二級噪聲損耗,其測量指標表明實(shí)際的電路NF特性要稍差于模擬特性。圖10是輸入、輸出的回波曲線(xiàn)。當頻點(diǎn)在1.96GHz時(shí),輸入回波為18dB,輸出回波達到22.5dB,放大器的OIP3在直流偏置Vds=3V,Id=60mA時(shí)測得值為37dBm,P1dB為21.4dBm。電路在較低的偏置狀態(tài)下Vds=3V,Id=40mA放大器的NF和增益都沒(méi)有降低,只有OIP3測出下降為36.5dBm。

從以上結果可以看出,LNA放大器在工作頻帶具有優(yōu)異的性能,完全滿(mǎn)足技術(shù)規范參數。
   
本文給出了基于E-pHEMT管ATF-54143和混合耦合器2A1306-3的射頻低噪聲放大器的設計。仿真分析與測試、測試結果表明,實(shí)際測得的LNA技術(shù)指標能夠與仿真結果較好地吻合,E-pHEMT管的低噪聲系數和高OIP3使它在高動(dòng)態(tài)范圍電路設計上具有很大的優(yōu)勢,并且該放大器的技術(shù)指標達到了CDMA基站的接收前端對低噪聲放大器的規范要求,具有很好的應用前景。