【導讀】該電路的基本工作原理是PWM 紋波信號電流與 PWM 信號電流的 AC 耦合（通過(guò) C2）逆向無(wú)源求和（通過(guò) R1 和 R2），然后在 DAC 輸出電容器 C1 中對求和進(jìn)行積分。由此產(chǎn)生的紋波分量的部分抵消允許足夠的紋波衰減，同時(shí)使用比單級 RC 濾波器所需的濾波器時(shí)間常數短得多的時(shí)間常數。更快的響應和更短的穩定時(shí)間是回報。
用于過(guò)濾和衰減 PWM DAC 輸出紋波，十多年來(lái)我發(fā)現它非常有用。
它通過(guò) PWM 信號與其交流耦合逆信號的無(wú)源求和來(lái)工作，目的是在不影響直流分量的情況下衰減不需要的交流紋波信號分量（圖 1 ）。
圖 1原始紋波減法拓撲。
然而，關(guān)于這個(gè)想法如何運作的一些更精細的細節并沒(méi)有在初的短文中得到充分探討。這是一些被省略的內容。
該電路的基本工作原理是PWM 紋波信號電流與 PWM 信號電流的 AC 耦合（通過(guò) C2）逆向無(wú)源求和（通過(guò) R1 和 R2），然后在 DAC 輸出電容器 C1 中對求和進(jìn)行積分。由此產(chǎn)生的紋波分量的部分抵消允許足夠的紋波衰減，同時(shí)使用比單級 RC 濾波器所需的濾波器時(shí)間常數短得多的時(shí)間常數。更快的響應和更短的穩定時(shí)間是回報。
然而，這種限制其速度的電流模式方案的一個(gè)缺點(diǎn)是，在 PWM 輸入占空比發(fā)生階躍變化后，R1 和 R2 電流的符號相反但幅度相等，因此它們的總和必須暫時(shí)為零. 因此，在 C1 沒(méi)有任何積分的情況下，DAC 輸出信號無(wú)法開(kāi)始響應階躍，直到 C2 開(kāi)始充電，減少通過(guò) R2 的電流，使 R1 和 R2 的電流不相等，并為 C1 提供除零以外的值以進(jìn)行積分. 這種不需要的空值間隔在圖 2中顯示為輸出波形上升沿中明顯的時(shí)間延遲。
這種對 DAC 響應時(shí)間的限制似乎是電流模式求和拓撲不可避免的缺點(diǎn)。雖然它仍然比單級 RC 濾波器快（很多），但它可能不如它可以/應該的那么快。
圖 2顯示前沿延遲的電流模式紋波減法響應。
于是，我開(kāi)始疑惑。如果首先計算紋波和 PWM電壓而不是電流，然后相互減去以實(shí)現紋波抵消，會(huì )發(fā)生什么情況？能否從初的想法中榨取更多的性能，同時(shí)又不失去初使它具有吸引力的簡(jiǎn)單性？ 圖 3的拓撲就是答案。
圖 3新型電壓模式紋波減法電路
新電路的運行依賴(lài)于串聯(lián)的電容器 C1（產(chǎn)生 PWM 直流電壓分量）和 C2（提供反向紋波分量）。電壓總和是串聯(lián)電容器連接所固有的，因此，與 2017 年的電路一樣，從直流輸出中減去交流紋波。事實(shí)證明，如果 R1C1 時(shí)間常數剛好等于 2Tpwm 或 PWM 周期的兩倍——在這個(gè)具有 1MHz 時(shí)鐘的 8 位 PWM 示例中僅為 512?s，則紋波衰減足以滿(mǎn)足 8 位分辨率。更快的時(shí)鐘當然會(huì )允許更短的時(shí)間常數。
請注意，新濾波電路的元件總數與原來(lái)的完全相同：一個(gè)反相器（例如，1/6 SN74HC04）、兩個(gè)電阻器和兩個(gè)電容器。
圖 4顯示無(wú)前沿延遲的電壓模式階躍響應。
圖 4顯示了它的階躍響應，現在在 T = 0 時(shí)立即開(kāi)始，這與圖 2 的電流模式求和延遲不同，在約 16 個(gè) PWM 周期 = 約 4ms 內產(chǎn)生 8 位穩定 Tpwm。
圖 5電流模式（紅色）與電壓模式（綠色）響應的比較。
圖 5比較了原始電流模式設計 (~23 Tpwm) 與新電壓模式版本 (~16 Tpwm) 的 8 位階躍建立時(shí)間。
響應速度提高 44% (23/16) 似乎是值得的性能改進(jìn)，特別是考慮到相關(guān)的電路復雜性和成本增加 0%。
應用于原始電流模式拓撲的詳細說(shuō)明（例如，利用更快的時(shí)鐘速率、精密模擬開(kāi)關(guān)和電壓參考來(lái)提高精度、噪聲和準確度）當然將直接應用于這個(gè)新的電壓模式版本。
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