【導讀】近幾十年來(lái)，服務(wù)器和計算系統的復雜性隨著(zhù)供電 (PD) 需求的增加而不斷增長(cháng)。穩壓器的設計也變得更具挑戰性，它需要在更高效率與快速動(dòng)態(tài)響應之間，以及在更低功耗與MOSFET 尺寸之間進(jìn)行權衡。
服務(wù)器電源需具有大電流、低電壓和快速瞬態(tài)響應，這意味著(zhù)，相比其他應用，服務(wù)器電源必須在更高的頻率下工作。為了滿(mǎn)足這些需求，并聯(lián)運行多個(gè)降壓變換器（即多相降壓變換器）以驅動(dòng)公共負載至關(guān)重要。多相降壓變換器常用于服務(wù)器和電信行業(yè)，可以滿(mǎn)足其高功率要求。
多相降壓變換器的優(yōu)勢
一個(gè)系統的基頻實(shí)際上為原頻率乘以所用的相數。這使變換器可以在極高的頻率下工作，也意味著(zhù)變換器能夠以更小的組件尺寸和更少的輸出電容來(lái)滿(mǎn)足更高的電流要求。
降壓變換器必須具有快速瞬態(tài)響應，也就是說(shuō)，它必須能夠將能量從輸入快速傳輸至輸出。對單相設計而言，它需要一個(gè)小型電感，但由此又會(huì )產(chǎn)生無(wú)用的大電流紋波。而采用并聯(lián)變換器來(lái)驅動(dòng)負載（并且每個(gè)分支都以相等的相移工作），穩態(tài)電壓紋波以及輸入和輸出 RMS 電流都會(huì )降低，而且需要的輸入和輸出電容也更小。
這種電流紋波的有效消除使應用更小的電感成為可能，同時(shí)也減少了瞬態(tài)電壓尖峰。其原因就在于倍頻效應，即，若有N 個(gè)分支，則紋波幅度將降低N倍 ，頻率增大N倍。例如，一個(gè) 4 相應用產(chǎn)生的總電感電流紋波 (IOUT = IO1 + IO2 + IO3 + IO4) 將小四倍，而紋波頻率則是單個(gè)相位的四倍（見(jiàn)圖 1）。
圖1: 總輸出電流紋波
多相變換器還能提高變換器的散熱效率。通過(guò)在多個(gè)相位之間分配電流，功耗也被分擔。這最大限度地減少了每個(gè)分支上的熱應力，從而減小了散熱器尺寸，并使整個(gè)解決方案性?xún)r(jià)比更高。
多相降壓變換器的挑戰
多相變換器是提供超快響應時(shí)間和高功率水平的關(guān)鍵。但在服務(wù)器電源等某些應用中，系統所需的電力變化很大。例如，當輸出電流為 100A時(shí)，需要所有相位來(lái)提供電流，但當電流降至 10A時(shí)，那么由于附加功率開(kāi)關(guān)中存在開(kāi)關(guān)損耗，過(guò)多的相位將會(huì )降低效率。
采用數字控制器
數字控制器可以通過(guò)自適應切相和相位控制等方法，根據負載電流的變化改變相位操作，從而進(jìn)一步提高效率?；谶@些策略，設計人員可以在整個(gè)負載電流范圍內獲得所需的目標效率。
圖2: 切相
設計規格
表 1 為電源軌的通用需求。其中，輸入電壓(VIN)為12V，這是大多數應用的通用值。輸出電流(ITDC)為220A，輸出電壓(VOUT)為 1.8V，這是服務(wù)器應用中電壓軌的通用值。
表1: 電源軌規格
驅動(dòng)器和 MOSFET 的選擇
在大多數多相變換器中，每相峰值電流限制都為40A 左右。然而，行業(yè)的不斷創(chuàng )新導致解決方案現在能夠處理的峰值電流也明顯提高，例如，MP86957 等器件可提供高達 70A 的連續電流。這種設計規則還取決于其他參數，例如空間限制和散熱器的使用及其散熱特性。
采用多相變換器解決方案
本文以每支路約 40A的保守電流分布目標和7 相設計為例，來(lái)說(shuō)明多相變換器的優(yōu)勢。 該設計將最大電流保持在足夠低的水平，使熱耗散和功率損耗更加易于管理。
選定的開(kāi)關(guān)頻率(fSW)為500kHz。由于倍頻效應，7 相設計可以提供的總輸出紋波頻率為3.5MHz。
我們選擇可配置為最多 7 相操作的MP2965作為數字控制器。該控制器采用脈寬調制控制，根據輸入和輸出電壓，它可以隨時(shí)間實(shí)時(shí)調整PWM。為了完善該多相穩壓器解決方案，該設計還采用了MP86945A，這是一款能夠實(shí)現高達 60A 連續輸出電流的單片半橋IC。
圖 3：交錯式降壓變換器功能框圖)
選擇輸出電感
輸出電感是一個(gè)重要參數，因為電感電流中過(guò)大的紋波會(huì )導致速度與效率問(wèn)題。每相最大電流紋波(ΔIL) 必須在最大相電流的20%至40%之間。在本例中，我們選擇了30%的電流紋波，而且目標效率(η)設置為90%。
電感(L)可以通過(guò)公式(1)估算出來(lái)：
其中D為占空比，通過(guò)公式(2)計算得出：
輸入應用的實(shí)際值之后，估算出電感(L)為220nH，如公式(3)所示：
選擇輸出電容
為確保電感電流的連續工作，通常選擇降壓變換器的最小電容來(lái)限制輸出電壓紋波。該紋波通常限制為平均輸出電壓的1%。根據系統規格，電壓紋波設置為18mV。輸出電容 (COUT) 可以通過(guò)公式(4)和公式(5)來(lái)計算：
在確定輸出電容時(shí)，需要考慮變換器中電流突變引起的電壓變化限制。換言之，需要計算輸出電容以將輸出電壓保持在其過(guò)壓(VOVER)和欠壓 (VUNDER)閾值范圍之內。VUNDER可以用公式(6)估算：
其中LEQ 為等效電感（對7相設計而言，為L(cháng) / 7），DMAX為最大占空比。公式(6)中的COUT可以通過(guò)公式(7)來(lái)計算：
VOVER可以通過(guò)公式(8)估算：
公式(8)中的COUT可以通過(guò)公式(9)計算：
選擇上述公式結果中的最大值，從而滿(mǎn)足所有的操作要求。
確定輸出電容之后，再來(lái)計算電容的等效串聯(lián)電阻 (ESR)，ESR用于限制變換器在穩態(tài)下工作時(shí)的輸出電壓紋波。輸出電壓紋波可通過(guò)公式(10)估算：
其中ESR可以通過(guò)公式(11)和公式(12)來(lái)計算：
請注意，我們所需的 ESR 值相當小。要在不減小電容值或尺寸的情況下獲得如此小的 ESR 值，需并聯(lián)幾個(gè)小型電容器。 這樣，在電容值相加的情況下，降低了ESR值。
選擇輸入電容
輸入電容為變換器提供低阻抗電壓源并過(guò)濾輸入電流紋波。此外，在設計中增加相位會(huì )降低總輸入 RMS 電流，并將自熱效應降至最低。圖 4 顯示了根據相數和變換器占空比得到的標化電流值。
圖 4：標化 RMS 電流與占空比和相數之間的函數關(guān)系
根據應用的規格，通常選擇降壓變換器的輸入電容來(lái)限制輸入電壓紋波。在本應用中，ΔVIN的值為240mV，輸入電容(CIN)可通過(guò)公式(13)和公式(14)估算：
結論
由于服務(wù)器系統對性能的要求較高，為滿(mǎn)足其瞬態(tài)響應要求，同時(shí)還能夠承受大電流，大多數服務(wù)器和計算系統設計中都會(huì )用到多相降壓變換器。MPS的MP2965雙通道多相控制器能夠以最小的輸出電容提供出色的設計靈活性和快速瞬態(tài)響應，而功率級集成了驅動(dòng)器和 MOSFET的MP86945A則可以確保系統保持高效率與高性能。
來(lái)源：芯源系統
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