【導讀】本文主要介紹全新雙向DC-DC轉換器的設計與分析。這項全新的拓撲及其控制策略徹底解決了傳統雙向DC-DC轉換器（電源容量及效率有限）中存在的電壓尖峰問(wèn)題。該轉換器不僅可用作電池組和DC母線(xiàn)接口，而且還可雙向（電池充電方向和母線(xiàn)支持方向）高效工作。
本文主要介紹全新雙向DC-DC轉換器的設計與分析。這項全新的拓撲及其控制策略徹底解決了傳統雙向DC-DC轉換器（電源容量及效率有限）中存在的電壓尖峰問(wèn)題。該轉換器不僅可用作電池組和DC母線(xiàn)接口，而且還可雙向（電池充電方向和母線(xiàn)支持方向）高效工作。此外，本文還分析了電路及系統實(shí)施中每個(gè)區塊的工作原理。實(shí)驗結果顯示雙向都能實(shí)現高效率。300W輸入（為電池充電）1500W輸出（支持母線(xiàn)）樣機為電池充電的效率高達92.9%（300W），支持母線(xiàn)的效率達93.6%（1500W）。重新配置或并聯(lián)可輕松實(shí)現更高的功率級別。
介紹
作為電池制造工藝的一部分，電池單元或電池組必須通過(guò)測試，才能確保其能適當保持電池容量和正常功能。實(shí)施這類(lèi)測試系統的標準方法包含電源電路和負載兩部分，其中電源電路可以正確的方式為電池充電，而負載則可用于在測試電池放電全過(guò)程。在該配置中，系統效率為0%，即用于測試電池的所有能量均已耗散。
使用雙向DC-DC轉換器，可將耗散的能量返回系統，從而實(shí)現電池測試充電能量的循環(huán)利用。返回的能量隨后可用于測試后續的電池單元，所產(chǎn)生的功耗只來(lái)自于充放電電源轉換效率的損失，不會(huì )因放電的負載而產(chǎn)生功率損耗。
高效率DC-DC轉換器的另一個(gè)應用是作為電池備份系統（BBU）的接口。在發(fā)生電力故障時(shí)，諸如數據中心之類(lèi)的信息系統通常需要在斷電幾分鐘后的一段時(shí)間內持續運行，然后經(jīng)由備份電源(如發(fā)電機)恢復供電。在此期間，一般采用電池組來(lái)維持設備的功能。電池組放電時(shí)，該電池組上會(huì )出現壓降，因而需要電源轉換接口來(lái)維持適當的母線(xiàn)電壓。此外，電池組還需要電源來(lái)補充和維持事件后損耗的電量。如果在一個(gè)單體雙向DC-DC轉換器中能實(shí)現電池充電和母線(xiàn)接口功能，就能獲得極大的成本及尺寸優(yōu)勢。
圖1：現有的隔離式雙向圖1：現有的隔離式雙向DC-DC轉換器拓撲
圖1是廣泛使用的現有隔離式雙向DC-DC轉換器拓撲?？墒紫葘⑤斎隓C電壓逆變成AC電壓，然后再通過(guò)變壓器變壓并整流成輸出DC電壓。該拓撲不適合大功率應用，因為漏感儲能和放電會(huì )導致開(kāi)關(guān)MOSFET的高壓尖峰。為解決該問(wèn)題，這一拓撲派生出大量版本[a – j]。但其中大部分拓撲都是著(zhù)眼于通過(guò)阻尼電路或鉗位電路來(lái)降低該電壓尖峰的應用，這有一定的改善作用，但不能從根本上解決問(wèn)題。
本文主要介紹全新雙向DC-DC轉換器的設計與分析。它是雙向的，因此不需要其它的DC-DC轉換器或AC-DC轉換器來(lái)為電池充電。本文使用電池備份系統應用來(lái)說(shuō)明轉換器的工作原理。
全新高效率隔離式雙向DC-DC轉換器
圖2顯示了這種全新隔離式雙向DC-DC轉換器的拓撲結構。它包含3個(gè)功能區塊：區塊1、區塊2和區塊3。區塊2不僅對輸入與輸出電壓具有隔離作用，而且還能在它們之間提供固定比率的電壓升降。它是雙向的，電流可雙向流動(dòng)。區塊1和區塊3提供準確的調壓，除輸入輸出電壓方向相反外，它們是功能相同的區塊。對于區塊1來(lái)說(shuō)，電池位于輸出端。對于區塊3而言，母線(xiàn)位于輸出端。
區塊2
區塊2的功能是提供隔離以及固定比率電壓升降。通過(guò)在變壓器上增加一個(gè)小電容，這個(gè)小電容的自然諧振頻率和變壓器的漏感可提供零電流開(kāi)關(guān)[k – l]。利用YC側電流的固有諧振頻率，MOSFET可在其諧振部分的過(guò)零點(diǎn)開(kāi)關(guān)。當諧振電流達到零時(shí)，S5、S6、S7和S8就會(huì )始終開(kāi)啟和關(guān)閉。當S5和S7開(kāi)啟（t1至t2期間）時(shí)，YC側諧振電流IP以正弦波的形式流動(dòng)，直至其達到零為止。然后，S6和S8會(huì )開(kāi)啟，并且YC側諧振電流IP仍保持正弦波的形狀，以相反的方向流動(dòng)，如t2至t3期間所示。如圖3所示，相同的開(kāi)關(guān)序列可在兩個(gè)方向的運行，因而該電路自然是雙向的。
這款轉換器中的開(kāi)關(guān)損耗接近于零，因而該轉換器能在極高的開(kāi)關(guān)頻率下工作，頻率高達幾MHz，因而可實(shí)現超高的功率密度。此外，在二次側上實(shí)現完全零電流開(kāi)關(guān)（ZCS）并在YC側實(shí)現部分ZCS（誤差是由磁化電流引起的，而且YC側上的零電壓開(kāi)關(guān)（ZVS）已用于使開(kāi)關(guān)損耗可忽略不計），還可實(shí)現極高的效率。
區塊2采用諧振來(lái)實(shí)現零電流開(kāi)關(guān)，因此能有效解決開(kāi)關(guān)MOSFET上的高壓尖峰問(wèn)題。[a–j]中的其它拓撲只能在降低電壓尖峰幅度方面提供改進(jìn)。區塊2的諧振頻率可高達幾MHz。因此，區塊2能在極高效率的情況下，實(shí)現極高的功率密度。
區塊1／區塊3
區塊1／區模塊3能提供JQ穩壓的功能。它們具有相同的拓撲方式，在系統層面提供雙向工作，因此方向是相反的。以區塊1為例，如圖4所示，DY階段S1和S4開(kāi)啟，流經(jīng)電感IL的電流會(huì )以與VIN成正比的速度上升。隨后S3開(kāi)啟、S4關(guān)閉，進(jìn)入第二階段；IL可能會(huì )是平直的，也可能會(huì )下降或上升，主要看輸入與輸出間的壓差。隨后，S2開(kāi)啟、S1關(guān)閉，轉向第三階段；IL會(huì )以與VOUT成正比的速度下降。ZH，S4開(kāi)啟、S3關(guān)閉，進(jìn)入第四階段；很小負電流通過(guò)電感器。在這一轉換過(guò)程中，可將零電壓開(kāi)關(guān)升降壓控制器用于實(shí)現零電壓轉換[m – n]。
由于采用ZVS開(kāi)關(guān)，因而也能在區塊1／區塊3中實(shí)現高效率和高功率密度。
在本應用中，該轉換器的簡(jiǎn)單控制方法是：將區塊3的穩壓VOUT設置為相對較低的母線(xiàn)電壓—低于大多數時(shí)候的額定母線(xiàn)電壓，但仍能支持母線(xiàn)負載。在該配置中，母線(xiàn)電壓大多數時(shí)間比區塊3的穩壓VOUT高，因此區塊3只消耗無(wú)負載功率。同時(shí)，大多數時(shí)候，母線(xiàn)通過(guò)區塊1和區塊2為電池充電。母線(xiàn)電壓突然消失時(shí)，區塊3會(huì )立即加載工作，而且電流會(huì )流過(guò)區塊2和區塊3，支持母線(xiàn)。
該配置的優(yōu)勢在于可在雙向工作獲取高效率和高功率密度時(shí)，特別是這種母線(xiàn)電池接口應用。
它需要為電池充放電模式提供不同功率級別。處于電池充電模式時(shí)，所需的功率級應該比支持母線(xiàn)模式低很多。實(shí)際上，ZH把充電功率限制在某個(gè)水平以下，以確保安全。在該配置中，區塊3的n可進(jìn)行并聯(lián)，以實(shí)現該母線(xiàn)功率級，而區塊1的1或m（m可能明顯小于n）應能足以提供充電功率。因此，盡管獨立的區塊1或區塊3不是雙向的，但它們一起工作，將涵蓋兩個(gè)方向，總體尺寸／功耗與區塊1的n接近。由于支持母線(xiàn)和充電電池的功率比很高，因而該配置的優(yōu)勢非常顯著(zhù)。
圖2：全新隔離式雙向圖2：全新隔離式雙向DC-DC轉換器的拓撲（把圖中模塊改為區塊）
圖3：區塊圖3：區塊2：YC及二次諧振電流的雙向流動(dòng)：(a)充電電池方向；(b)支持母線(xiàn)的方向
圖4：區塊1：電流以ZVS間隔流經(jīng)電感
實(shí)驗結果
將48V用作母線(xiàn)電壓，12V用作電池電壓。因此區塊2的轉換比例需設計為4:1。
當VIN=48V，功率為300W，區塊2的模塊轉換比率為4:1時(shí)，負載超過(guò)50%后，測試的效率超過(guò)96%，峰值效率為96.2%。當負載低于50%時(shí)，效率下降，但負載為10%時(shí)仍能實(shí)現85.5%的效率。所有這些測試都是在室溫條件下進(jìn)行的。圖5（a）顯示了在不同輸入電壓和負載條件下的效率矩陣測試?？蓪⑤斎腚妷涸O計為26-55V，這樣6.5-13.75V的電池電壓就能反向支持母線(xiàn)。這一寬范圍可實(shí)現更多的電池配置，更為重要的是，有助于延續電池為母線(xiàn)提供支持的時(shí)間。
圖5（b）是區塊2模塊在支持母線(xiàn)方向的實(shí)驗效率測試結果，本文將其定義為反向。本實(shí)驗采用深循環(huán)船用鉛酸12V電池（部件號24DC-1，140分鐘的電池容量，寒冷及海洋情況下啟動(dòng)電流超過(guò)500安培）通過(guò)區塊2模塊為母線(xiàn)提供支持。因為電池終端電壓隨著(zhù)供電電流的上升而下降，因而VIN會(huì )從11.7V（IOUT =0.6A ? 4）降至10.9V（I OUT=6.3A ? 4）。峰值效率為96.9%。請注意，支持母線(xiàn)方向的效率甚至比電池充電方向的效率還要高，這對于該應用而言非常有利，因為在反向條件下，電池支持母線(xiàn)所需的功率級要比充電電池方向高很多。支持母線(xiàn)方向的更高效率將簡(jiǎn)化高功率應用的熱管理設計。
對于500W的區塊1／區塊3模塊，實(shí)驗效率測試結果如圖6所示。峰值效率為97.3%。
這些模塊可通過(guò)控制電路使能功能，使得禁用的功耗明顯低于無(wú)負載功耗。在25?C溫度下，額定電壓為48V時(shí)，與500W區塊1模塊或區塊3模塊搭配使用的4:1轉換比率區塊2模塊，其典型禁用的功耗是0.04W無(wú)負載功耗是5.3W。
圖5：區塊2模塊（300W，4:1比例）在以下方向的效率實(shí)驗結果：(a）電池充電、（b）支持母線(xiàn)
圖6：區塊1／區塊3模塊（500W，室溫）的效率實(shí)驗結果
系統實(shí)施
針對該應用構建了這一雙向DC-DC轉換器的7?9英PCB樣機，如圖7所示，三個(gè)區塊3模塊（每個(gè)模塊500W）并聯(lián)，五個(gè)區塊2模塊（每個(gè)模塊300W）并聯(lián)。
圖7：系統實(shí)施
如圖2中的拓撲所示，簡(jiǎn)單并聯(lián)模塊并將其放在一起，該轉換器就可工作了。將區塊3模塊的穩壓VOUT設置為相對較低母線(xiàn)的電壓，該電壓比大多數時(shí)候的額定母線(xiàn)電壓低，但仍足以支持母線(xiàn)負載。采用這種方式，無(wú)需增加系統控制電路。一旦處在支持母線(xiàn)模式下，所有五個(gè)區塊2模塊都可立即處理電源。該配置的不足之處是：所有模塊都時(shí)刻保持工作狀態(tài)，而且其中一些模塊在其大多數工作時(shí)間處于輕負載／空負載功耗狀態(tài)。
為節省這種輕負載／空負載功耗，可以在模塊不需要保持工作狀態(tài)時(shí)，將其禁用。一旦母線(xiàn)電壓消失，一些模塊需要從禁用模式恢復到啟用模式。在此期間，母線(xiàn)電壓由儲能電容提供支持。需確保為母線(xiàn)添加足夠的電容，以在模塊快速重啟的時(shí)間區間內提供支持。該電路板中的系統級控制電路可用于禁用／啟用模塊，以消除不必要的功耗。
在電池充電方向，可以禁用區塊2的四個(gè)模塊，并可禁用區塊3的三個(gè)模塊，這可提供300W的電池充電電源。
在支持母線(xiàn)的方向，區塊1的模塊可以被禁用，這可提供1500W的支持母線(xiàn)電源。在這個(gè)配置中，該系統能夠以300W/25A為電池充電，以1500W/31A支持48V母線(xiàn)。憑借140分鐘的電池容量，它從完全放電到完全充滿(mǎn)電，所需時(shí)間為2.3小時(shí)，隨后它還能為母線(xiàn)（1500W負載）提供28分鐘的供電。重新配置或并聯(lián)可輕松實(shí)現更高的功率級別。
在正向和反向模式下，區塊1／區塊3模塊都保持97.3%效率，區塊2的模塊的效率可達96.2%。0.78W是區塊1／區塊3模塊的禁用功耗，0.04W是區塊2模塊的禁用功耗。因此在該電池充電模式下，峰值效率為：
而在支持母線(xiàn)模式下，峰值效率為：
結論
本文主要介紹全新雙向DC-DC轉換器的設計與分析。它可用于雙向（電池充電方向和支持母線(xiàn)的方向）連接電池組和DC母線(xiàn)。此外，本文還分析了電路及系統實(shí)施中每個(gè)區塊的工作原理。實(shí)驗結果顯示，該方法在兩個(gè)功率流向都實(shí)現高效率。我們?yōu)樵搼脴嫿艘豢?00W輸入（電池充電）1500W輸出（支持母線(xiàn)）雙向DC-DC轉換器樣機。憑借140分鐘的鉛酸電池容量，它從完全放電到完全充滿(mǎn)電，所需充電時(shí)間為2.3小時(shí)，隨后它還能為母線(xiàn)（1500W負載）提供28分鐘的供電。利用電路板上的系統控制電路，該樣機能夠以92.9%的效率（300W）為電池充電，以93.6%的效率（1500W）為母線(xiàn)提供支持。重新配置或并聯(lián)可輕松實(shí)現更高的功率級別。
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