【導讀】容易看出改進(jìn)型的電路拓撲與基本型電路的主要差別在于副邊整流電路，該整流電路被稱(chēng)為倍流整流器（Current-Doubler Rectifier，CDR），是目前應用的熱點(diǎn)之一。下面首先介紹一下該整流電路。與全波整流相比，倍流整流器的高頻變壓器副邊繞組僅需一個(gè)單一繞組，不用中心抽頭。
1、引言
2、改進(jìn)型移相全橋ZVS DC-DC變換器主電路
改進(jìn)型移相全橋ZVS DC-DC變換器主電路結構和各點(diǎn)波形對照如下圖2-1（a）和（b）所示：
容易看出改進(jìn)型的電路拓撲與基本型電路的主要差別在于副邊整流電路，該整流電路被稱(chēng)為倍流整流器（Current-Doubler Rectifier，CDR），是目前應用的熱點(diǎn)之一。下面首先介紹一下該整流電路。與全波整流相比，倍流整流器的高頻變壓器副邊繞組僅需一個(gè)單一繞組，不用中心抽頭。與橋式整流相比，倍流整流器使用的二極管數量少一半。所以說(shuō)，倍流整流器是結合全波整流和橋式整流兩者優(yōu)點(diǎn)的新型整流器。當然，倍流整流器要多使用一個(gè)輸出小濾波電感。但此電感的工作頻率及輸送電流均比全波整流器的要小一半，因此可做得較小，另外雙電感也更適合于分布式功率耗散的要求。
以下我們來(lái)研究一下改變整流電路后變換器主電路的工作狀況有什么不同。
由于電路工作狀態(tài)在一個(gè)周期內可以分為兩個(gè)完全一樣的過(guò)程，所以以下僅僅分析半個(gè)周期的情況，而這半個(gè)周期又可分為以下三種開(kāi)關(guān)模態(tài)（對照上圖2-1所示）。
（1） 開(kāi)關(guān)模態(tài) 1： t0 ＜ t ＜ t1 其中t1=DTs/2
此時(shí)Q1和Q4同時(shí)導通，變壓器副邊電感L1和整流管DS2 導通， 原邊能量向負載端傳遞。此模態(tài)的等效電路如下圖2-2：
其中，a為變壓器變比，Vin是直流母線(xiàn)電壓，I1和I2分別是電感L1和 L2電流（L1=L2=Ls），此時(shí)有如下等式成立：
當Q4關(guān)斷時(shí)該模態(tài)過(guò)程結束。
（2）開(kāi)關(guān)模態(tài) 2 ： t1 ＜ t ＜ t2 其中t2≤Ts/2
在t1時(shí)刻關(guān)斷Q4 ，此時(shí)副邊電感L1中儲存的能量給Q4電容（或并聯(lián)電容）充電同時(shí)將Q3兩端電容電荷放掉。為了實(shí)現軟開(kāi)關(guān)，Q4關(guān)斷和Q3開(kāi)通之間至少要存在一死區時(shí)間Δt1， 使得在Q3開(kāi)通前D3首先導通，且有等式：
成立。其中Ceff 是開(kāi)關(guān)管漏源兩端等效電容，Ip1為 t1時(shí)刻變壓器原邊流過(guò)電流。當D3導通后，變壓器副邊兩個(gè)二極管DS1 和DS2同時(shí)導通，電路工作在續流狀態(tài)。此時(shí)等效電路如下圖2-3所示：
此時(shí)有如下電路方程成立：
其中D為脈沖占空比，fS為電路工作頻率，L‘ik為主邊變壓器漏感（或與外接電感的串聯(lián)值），rt是變壓器原邊等效電阻，τ是原邊等效電流衰減時(shí)間常數，Vfp是反并聯(lián)二極管導通壓降。
（3）開(kāi)關(guān)模態(tài)3： t2 ＜ t ＜ t3 其中t3=Ts/2
處于該模態(tài)時(shí)，電路原邊導通情況與以上的模態(tài)2一致。此時(shí)由于換流過(guò)程結束，DS2關(guān)斷。所以等效電路如下圖2-4所示：
此時(shí)有電路方程如下：
注意這時(shí)I1，I2與模態(tài)2相同，但是DS1中將流過(guò)全部的負載電流。當Q1關(guān)斷時(shí)該模態(tài)結束。此時(shí)副邊電感L2中儲存的能量同時(shí)給開(kāi)關(guān)管Q1和Q2 漏源端電容充電和放電。
Q1關(guān)斷后，D2 和D3將導通，這時(shí)候就可以給Q2和Q3以開(kāi)通觸發(fā)信號了，當電流反向后，Q2，Q3導通，能量再次從原邊傳遞到副邊，于是Q2，Q3都是零電壓開(kāi)通。
由于對稱(chēng)性，剩下的半個(gè)周期的工作狀況與以上完全相同。
由此可以得到負載端輸出電壓：
注意它與一般的全波整流電路之間的1/2倍的關(guān)系。
由工作原理可以得到如下結論：
（1）超前臂開(kāi)關(guān)管和滯后臂開(kāi)關(guān)管的ZVS都利用了次級輸出濾波電感的能量來(lái)實(shí)現，因此串聯(lián)在原邊的電感值可以大大減?。ㄉ踔量梢圆恍枰?lián)電感，只用變壓器的原邊漏感）。
（2）軟開(kāi)關(guān)實(shí)現時(shí)能量由副邊電感和原邊電感共同提供，因此可以在較寬的負載范圍內實(shí)現ZVS。
（3）超前臂開(kāi)關(guān)管和滯后臂開(kāi)關(guān)管實(shí)現軟開(kāi)關(guān)ZVS的條件沒(méi)有基本型電路苛刻，并且由于副邊電感的影響，它們之間的軟開(kāi)關(guān)實(shí)現條件的差異較之基本型電路大大減小。
3、變換器控制電路設計
該控制系統通過(guò)采集原邊母線(xiàn)電流、副邊側輸出電壓來(lái)構成兩個(gè)控制閉環(huán)：電流內環(huán)和電壓外環(huán)，原理框圖如下圖3-1所示。UCC3895是美國TI公司生產(chǎn)的一種高性能電流/電壓移相PWM控制器。它是UC3875（79）的改進(jìn)型；它最適合于移相全橋電路，同時(shí)配合零電壓開(kāi)關(guān)工作以實(shí)現在高頻時(shí)的局部軟開(kāi)關(guān)性能。它除了具有UC3875（79）的功能外，最大的改進(jìn)是增加了自適應死區設置，以適應負載變化時(shí)不同的準諧振軟開(kāi)關(guān)要求。同時(shí)由于它采用了BCDMOS工藝，使得它的功耗更小，工作頻率更高。
從原理框圖可以清楚的看出：原邊母線(xiàn)電流通過(guò)電流互感器隔離采集得到，該信號再通過(guò)濾波以及斜坡補償電路后得到電流控制信號；而輸出電壓信號經(jīng)過(guò)TL431調節后經(jīng)過(guò)光耦隔離，再與設定電壓參考值比較得到電壓控制信號。電流和電壓控制信號輸入移相PWM控制器UCC3895后經(jīng)由芯片內部比較器以及脈沖產(chǎn)生電路得到四路PWM控制信號，但是有一點(diǎn)必須注意，那就是UCC3895的驅動(dòng)能力很弱，所以必須將這些控制信號加以功率放大并隔離，然后才能驅動(dòng)主電路的兩個(gè)橋臂中的開(kāi)關(guān)管。其中，采用母線(xiàn)電流的好處是它能反映同一橋臂上下開(kāi)關(guān)管的貫通情況，從而為開(kāi)關(guān)管的保護電路提供一定的依據。另外，該方案成功與否的關(guān)鍵就是斜坡補償電路以及隔離驅動(dòng)電路。
4、實(shí)用電路分析
圖4-1所示為實(shí)際采用的主電路圖，其中濾波和EMI部分主要簡(jiǎn)單考慮了串模和共模干擾的處理。整流橋最大流過(guò)電流10A，并加一保險絲防止大的事故出現。R1和R2組成直流母線(xiàn)電壓檢測分壓器，得到的電壓信號經(jīng)過(guò)控制和邏輯電路后，一路直接給母線(xiàn)軟起動(dòng)電路的固體繼電器SSR，另外一路給控制芯片的軟起動(dòng)控制電路SS（Soft Start）部分來(lái)控制UCC3895的軟起動(dòng)，并且這兩路軟起動(dòng)之間的延遲時(shí)間是可通過(guò)電路參數調節的。C5和C6都是電解電容，其值2200uF。CS是母線(xiàn)電流互感器，通過(guò)檢測母線(xiàn)電流信號，再與芯片內部振蕩器輸出的Ct端電壓信號通過(guò)一定比例的疊加，可以得到斜坡補償的電流信號；同時(shí)該電流檢測電路還能起到逐個(gè)脈沖（Pulse by Pulse）的過(guò)流保護功能，并可以防止同一橋臂上下管同時(shí)導通。Ch是高頻無(wú)感電容，大小為0.033uF， 由于電路的工作頻率較高，所以在電路的設計中將它盡可能的靠近電流互感器和地連接。Q1－Q4 為主開(kāi)關(guān)管，圖中其并聯(lián)二極管是其內部等效表示，電容可以是外接電容。Ls是諧振電感，其值10uH，Tr是主變壓器，變比為1:1， DS1，DS2， Lf1， Lf2組成倍流整流器的副邊。C7， C8是電解電容，它們的大小皆為2200uF， C9為高頻無(wú)感電容大小為1uF 。
250V直流電壓輸入時(shí)（其中負載電阻為10.7Ω，電路工作頻率均為100KHz。）：軟開(kāi)捅時(shí)開(kāi)關(guān)管G、E兩端電壓（波形1）和C、E兩端電壓（波形2）波形
由以上兩圖（a）和（b）可以看出：在開(kāi)關(guān)管C、E兩端電壓降為零（反并聯(lián)二極管在此之前導通）之后100-200ns柵極驅動(dòng)電壓才上升到柵平臺值（6V左右），此時(shí)開(kāi)關(guān)管才開(kāi)始導通，所以它們是零電壓開(kāi)通的。同時(shí)注意：超前橋臂和滯后橋臂的軟開(kāi)通有一定差別，具體說(shuō)來(lái)就是超前臂比較容易實(shí)現軟開(kāi)通一些，所以在相同條件下它的軟開(kāi)通效果較為明顯。
5、結語(yǔ)
該電路設計方案是切實(shí)可行的，它結合了電流模式控制、移相PWM控制、倍流整流器電路、最新驅動(dòng)芯片以及專(zhuān)門(mén)設計的開(kāi)關(guān)器件的一些優(yōu)點(diǎn)：
（1）從實(shí)驗波形來(lái)看，變換器的超前與滯后橋臂開(kāi)關(guān)器件均能很好的實(shí)現零電壓軟開(kāi)關(guān)，并且零電壓軟開(kāi)關(guān)的實(shí)現條件以及兩個(gè)橋臂軟開(kāi)關(guān)的差異也比基本型電路小。除此之外，采用倍流整流器電路后，變換器的設計也更加簡(jiǎn)單化：比如主變壓器的副邊只需要單一繞組，而不是像全波整流那樣需要引入中心抽頭；而且副邊電感量的大幅減小也使得電感的設計更加方便。
（2）采用電流模式控制能帶來(lái)一系列的好處。比如在防止變壓器磁芯飽和方面、能夠很簡(jiǎn)單的提供逐脈沖限流控制以及保證倍流整流器副邊電感電流的平衡方面，它都有著(zhù)電壓模式控制無(wú)法比擬的優(yōu)點(diǎn)。
（3） 高速大電流驅動(dòng)芯片使得驅動(dòng)電路的設計更加簡(jiǎn)單可靠。
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