然而，由于功耗，使用線(xiàn)性輸出驅動(dòng)器來(lái)獲得更高的輸出功率是一項挑戰，因此，您需要一個(gè)同步降壓轉換器來(lái)獲得更高的輸出功率，通過(guò)在輸出端保留大型濾波器，它可以達到滿(mǎn)量程精度的0.01％。 。例如，使用降壓轉換器，5V的輸出范圍可以達到500µV的精度。您還需要確認轉換器中沒(méi)有脈沖跳躍和二極管仿真模式，這會(huì )增加輕負載時(shí)的輸出紋波。C2000Tm值 實(shí)時(shí)微控制器（MCU）非常適合精密同步降壓轉換器電源，因為您可以禁用軟件中不需要的功能。

 

電流和電壓感應

 

高精度分流電阻和低漂移儀表放大器可以測量輸出電流。無(wú)需考慮儀表放大器的輸入失調誤差和增益誤差，因為這兩個(gè)誤差都是在系統校準期間考慮的。儀表放大器的失調和增益漂移，輸出噪聲和增益非線(xiàn)性很難校準，但是，在選擇電流檢測放大器時(shí)，應考慮這些誤差。

 

公式1計算了表1所示電流檢測放大器的總未調整誤差。來(lái)自公共噪聲抑制比的誤差相對較小，您可以忽略它。

 

等式1

 

該INA188在表中列出的放大器之間的誤差最小。誤差計算使用±5°C的溫度變化，分別為1-A和25-A輸出選擇了100mΩ和1-mΩ電流電阻。

 

表1：電流檢測放大器的總未調整誤差

 

使用差分或儀表放大器使您可以非常準確地監視負載電壓。放大器同時(shí)感測負載的輸出電壓和接地，以消除電纜中任何電壓降引起的誤差。系統校準可調節放大器的失調和增益誤差，僅留下輸入失調漂移。您可以通過(guò)將失調漂移除以滿(mǎn)量程電壓來(lái)計算百萬(wàn)分之一的漂移。例如，在2.5V滿(mǎn)量程范圍和1µV /°C失調漂移的情況下，該漂移將為0.4 ppm /°C。如果需要較低的輸出電壓漂移，可以選擇零漂移運算放大器，例如OPA188，其最大輸入失調漂移為85 nV /°C。但是，對于大多數應用而言，1 µV /°C失調漂移精密運算放大器就足夠了。

 

ADC

 

在系統校準期間會(huì )調整ADC失調和增益誤差。ADC的漂移和非線(xiàn)性引起的誤差很難校準。表2比較了溫度變化±5°C時(shí)三種不同的高精度delta-sigma ADC的誤差。在表中列出的ADC中，ADS131M02的誤差最小。誤差計算不包括ADC的輸出噪聲和參考電壓誤差。

 

表2：ADC的總未調整誤差

 

通過(guò)增加ADC的過(guò)采樣率，可以顯著(zhù)降低噪聲引起的誤差。對于直流電源應用而言，低噪聲（<0.23 ppm p-p） 和低漂移電壓基準（<2ppm /°C）（例如REF70）就足夠了。該器件在0至1,000小時(shí)的工作時(shí)間內僅具有28 ppm的長(cháng)期漂移。隨后的1,000小時(shí)內，隨后的漂移將大大低于28 ppm。

 

控制回路

 

圖2顯示了電源的模擬控制環(huán)路。即使您不需要恒定電流輸出，保持恒定電流環(huán)路也將有助于短路保護。恒流環(huán)路將通過(guò)降低輸出電壓來(lái)限制輸出電流，并且電流限制可通過(guò)IREF設置進(jìn)行編程。

 

在恒定電流和恒定電壓環(huán)路之間使用二極管有助于恒定的電壓到恒定的電流轉換，反之亦然。甲復用器友好運算放大器適合于恒定電流和恒定電壓循環(huán)，以避免在開(kāi)環(huán)操作放大器輸入端之間的短路。當任何控制環(huán)路處于開(kāi)環(huán)狀態(tài)時(shí)，運算放大器可能會(huì )在其輸入引腳上看到大于0.7 V的差分電壓。非多路復用器友好型運算放大器在輸入引腳上具有反并聯(lián)二極管，因此不允許差分。電壓超過(guò)二極管壓降。因此，非多路復用器友好型運算放大器會(huì )增加放大器的偏置電流，由于電流與源阻抗相互作用，可能會(huì )導致器件自發(fā)熱以及系統誤差。

 

圖2：恒定電流和恒定電壓環(huán)路原理圖

 

您還可以在C2000實(shí)時(shí)MCU內部的數字域中實(shí)現控制循環(huán)。C2000實(shí)時(shí)MCU的高分辨率脈寬調制，精密ADC和其他模擬外設有助于減少組件總數和物料清單。C2000實(shí)時(shí)MCU系列包括16位和12位ADC選項。

 

結論

 

在設計用于測試和測量應用的直流電源時(shí)，請考慮溫度漂移和噪聲規范。如果選擇低漂移放大器和ADC產(chǎn)品，則精度可能不到0.01％。

（來(lái)源：TI，作者：Shaury anand）