【導讀】利用運放反饋與基準電壓生成任意大小的直流電流是一個(gè)簡(jiǎn)單、直接的過(guò)程。但是，假設須要生成一些任意數量（以N為例）的電流沉/源(current sink/source)，而每個(gè)電流沉/源的大小任意，可能須要針對不同階段的一些復雜模擬電路進(jìn)行偏置。雖然基準電壓的生成僅須一次實(shí)施即可，電流沉整個(gè)反饋部分的重復進(jìn)行卻使成本與設計空間密集化。那么問(wèn)題來(lái)了：是否可以使用單個(gè)反饋源來(lái)實(shí)現這種偏置網(wǎng)絡(luò )呢？答案是肯定的，盡管這有些復雜，也須滿(mǎn)足某些特定條件。
本系列上一篇文章中，得出了描述如圖1中第N個(gè)RSET電阻比的等式。
圖1：灌電流網(wǎng)絡(luò )
該等式如下所示：
現在，關(guān)于等式1，有什么可說(shuō)的呢？首先，MIN比為1時(shí)，相應的MRN比也將為1，這恰如預計的一樣。第二，MIN大于1時(shí)，等式1分母中兩個(gè)項具有不同的表現。這意味著(zhù)基于某些相關(guān)物理量（Kn、RSET1、VREF）的取值，MRN可以變得任意大。因此，應避開(kāi)這一范圍，相應地，應轉向MIN ≤ 1區域，即確保ISINKN小于或等于ISINK1，N取任意值。
注意，等式1中根項的分母（Kn、RSET1、VREF乘積）在MRN與MIN1:1線(xiàn)性關(guān)系中可導致結果變得極大。最終，VREF和RSET1可增大該乘積結果的可用范圍值將受相應的沉余量所限制，不過(guò)值得注意的是，ISINK1值固定時(shí)，增加VREF需要同時(shí)增加RSET1。乘積中最后一個(gè)變量Kn是MOSFET過(guò)程跨導，可通過(guò)設備的選擇使其最大化。Kn針對MRN與MIN線(xiàn)性關(guān)系（50個(gè)Kn取值）的影響見(jiàn)以下圖2所示。
圖2：過(guò)程跨導電阻比vs電流比
過(guò)程跨導的命名是基于其對所有材料與工藝過(guò)程屬性如載流子遷移率、氧化物介電常數和氧化層厚度（μ、εox、tox）的依賴(lài)：
不過(guò)，它也依賴(lài)于設備的W/L比，所以在一般較大的設備中，等式1將表現出更為突出的線(xiàn)性行為。雖然大多數數據資料中不包括Kn，但它可以從一個(gè)普通的參數計算而來(lái)，這個(gè)參數是向前跨導，往往記作gm或gFS：
回想一下飽和區工作的NMOS漏極電流等式為：
忽略通道長(cháng)度調制并調整方程4的項后，可得出：
將結果代入等式3，最終得出Kn：
因此運用等式7可為偏置網(wǎng)絡(luò )選擇最優(yōu)的MOSFET設備。此外，獲得該值后，可用于等式1以（更準確地）計算出所需RSETN電阻值，從而生成所需ISINKN電流。
須重點(diǎn)注意的是，等式1傾向于高估MIN≤1區域的RSETN電阻；也就是說(shuō)，這會(huì )導致電流低于所需值。然而理想的晶體管(MIN=MRN)總會(huì )使這一區域的RSETN電阻被低估。因此，計算這兩個(gè)值將最終限制住所需的確切值。兩個(gè)隨機選擇的NFET、2N6755和IRFZ40，其中列出了gFS分別為5.5A/V2(ID= 9A)和15A/V2(ID=31A)。假設用以實(shí)施的MIN比為¼，用等式1計算糾正的RSETN和MRN比值（以及一些簡(jiǎn)單的設計值），結果如下面表1所示。
表1：電路參數和計算出的RSETN和MRN（MIN=¼）
利用以上所列有關(guān)IRFZ0晶體管的情況，圖3顯示的是TINA-TI圖1電路模擬的結果，RSETN值的計算基于理想狀態(tài)(這類(lèi)狀態(tài)下為5Ω)、糾正狀態(tài)（等式1）以及兩者平均的狀態(tài)。
圖3：理想、糾正與平均RSETN值下的灌電流vs漏極電壓
使用2N6755和IRFZ40兩者進(jìn)行模擬的結果以及RSETN的三個(gè)不同取值經(jīng)匯總后見(jiàn)以下表2，其中已計算出百分誤差。
表2：RSETN計算方法與相應準確性
最終，只要一些特定條件得以滿(mǎn)足，特別是主反饋驅動(dòng)的柱的電流為網(wǎng)絡(luò )中最大的電流，且各柱保持適當余量，那么可利用單個(gè)反饋裝置獲得任意值的偏置網(wǎng)絡(luò )。這樣，基于單一電壓基準的偏置網(wǎng)絡(luò )就得以建立。
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