對于將高電壓輸入轉換成低電壓輸出的電源轉換器，該如何提高效率？答案是，對于要求從高輸入電壓轉換成極低輸出電壓的各種應用，業(yè)界目前發(fā)展出許多不同的解決方案。其中一個(gè)例子，就是從48伏特轉換成3.3伏特。這樣的降壓規格常見(jiàn)于信息科技領(lǐng)域的服務(wù)器，以及各種電信應用。

 

圖1 僅透過(guò)一個(gè)轉換步驟就從48伏特轉換成3.3伏特。

 

如果在這種單一轉換步驟中使用降壓轉換器(buck)，如圖1所示，就會(huì )出現工作周期偏低的問(wèn)題。工作周期(duty cycle)是指運行時(shí)間(主開(kāi)關(guān)開(kāi)啟)與關(guān)閉時(shí)間(主開(kāi)關(guān)關(guān)閉)之間的比值。降壓轉換的工作周期是透過(guò)以下的公式計算而出：

 

 

根據其輸入電壓為48伏特(V)，輸出電壓為3.3伏特，計算出其工作周期約為7%。這代表在1MHz(每個(gè)切換周期1,000奈秒(ns))的切換頻率下，Q1切換開(kāi)關(guān)僅有70奈秒的時(shí)間是在開(kāi)啟(ON)狀態(tài)。對于這樣的電路，通常會(huì )選用切換開(kāi)關(guān)穩壓器來(lái)讓啟動(dòng)時(shí)間維持在70奈秒以下。但如果選用這樣的組件，也會(huì )衍生出另一個(gè)挑戰。

 

功率轉換效率極高的降壓穩壓器如果在非常短的工作周期運作，其轉換效率就會(huì )下滑，這是因為能夠用來(lái)將電力儲存到電感的時(shí)間變得非常少。系統需要透過(guò)電感組件在極長(cháng)的關(guān)閉狀態(tài)提供運作所需的電力。因此這樣的設定通常會(huì )導致電路的尖峰電流變得極高。為了降低這些尖峰電流，L1的電感必須拉高，這是因為在啟動(dòng)狀態(tài)時(shí)，L1會(huì )經(jīng)歷很高的電壓差，如圖1所示。

 

在這個(gè)例子中，可觀(guān)察到在啟動(dòng)狀態(tài)時(shí)有大約44伏特的電經(jīng)過(guò)電感，48伏特在開(kāi)關(guān)節點(diǎn)一側，3.3伏特在輸出側。電感的電流可用以下公式算出:

 

 

如果有一個(gè)高電壓經(jīng)過(guò)電感，在一段固定時(shí)間內電流會(huì )升高，而電感值則維持固定。要降低電感的尖峰電流，就必須選用更高的電感值，然而更高的電感值卻會(huì )拉高功率耗損。在上述這些電壓條件下，Analog Devices的一款高效率LTM8027 µModule穩壓器能在4安培的輸出電流下達到80%的電源效率。

 

圖2 在2個(gè)步驟下電壓從48伏特轉換成3.3伏特，過(guò)程中還用到一個(gè)12伏特的中間電壓。

 

在提高電源效率方面，業(yè)界目前經(jīng)常使用且更有效率的一種電路解決方案，就是產(chǎn)生一個(gè)中間電壓(intermediate voltage)。將兩個(gè)高效率降壓穩壓器重疊配置，如圖2所示。在第一個(gè)步驟中，48伏特電壓降到12伏特，之后在第二步驟再降到3.3伏特。而µModule穩壓器在從48伏特降至12伏特時(shí)，轉換效率超過(guò)92%。從12伏特降到3.3伏特的第二步驟，用的則是LTM4624，其轉換效率達到90%，總電源轉換效率則達到83%，這比圖1所示的直接轉換方法要高出3%。

 

這個(gè)結果很讓人驚訝，因為3.3伏特的輸出電源必須經(jīng)過(guò)兩個(gè)獨立的切換穩壓器電路。圖1所示電路的效率比較低，因為其工作周期較短且形成高電感尖峰電流所致。

 

在比較單步驟降壓架構，以及中間緩沖型總線(xiàn)架構時(shí)，還得考慮電源效率以外的許多因素。但本文僅探討電源轉換效率的幾項重點(diǎn)。解決這項基本問(wèn)題其中一種解決方案，就是新推出的LTC7821，這款混合式降壓控制器結合了充電泵，以及降壓穩壓器的功能，讓工作周期變成VIN/VOUT 比值的2倍，因此能在極高的電源轉換效率下達到極高的降壓比。

 

中間電壓的生成，對于提高電源供應器的整體轉換效率非常管用。業(yè)界對于這類(lèi)極短工作周期致力提轉換效率方面，已累積可觀(guān)的進(jìn)展，如圖1所示，像是采用速度極快的氮化鎵(GaN)切換開(kāi)關(guān)，協(xié)助降低切換損耗，進(jìn)而提高電源轉換效率。不過(guò)這類(lèi)解決方案目前的成本都高于圖2所示的重疊配置解決方案。








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