電流型雙環(huán)控制技術(shù)在DC/DC變換器中廣泛應用，較單電壓環(huán)控制可以獲得更優(yōu)良的動(dòng)態(tài)和靜態(tài)性能。其基本思路是以外環(huán)電壓調節器的輸出作為內環(huán)電流給定，檢測電感(或開(kāi)關(guān))電流與之比較，再由比較器的輸出控制功率開(kāi)關(guān)，使電感和功率開(kāi)關(guān)的峰值電流直接跟隨電壓調節器的輸出而變化。如此構成的電流、電壓雙閉環(huán)變換器系統瞬態(tài)性能好、穩態(tài)精度高，特別是具有內在的對功率開(kāi)關(guān)電流的限流能力。逆變器(DC/AC變換器)由于交流輸出，其控制較DC/DC變換器復雜得多，早期采用開(kāi)關(guān)點(diǎn)預置的開(kāi)環(huán)控制方式，近年來(lái)瞬時(shí)反饋控制方式被廣泛研究，多種各具特色的實(shí)現方案被提出，其中三態(tài)DPM(離散脈沖調制)電流滯環(huán)跟蹤控制方式性能優(yōu)良，易于實(shí)現。本文將電流型PWM控制方式成功用于逆變器控制，介紹其工作原理，與電流滯環(huán)跟蹤控制方式比較動(dòng)態(tài)和靜態(tài)性能，并給出仿真結果。

三態(tài)DPM電流滯環(huán)跟蹤控制方式

電流滯環(huán)跟蹤控制方式有多種實(shí)現形式，其中三態(tài)DPM電流滯環(huán)跟蹤控制性能較好且易于實(shí)現。參照圖1，它的基本工作原理是：檢測濾波電感電流iL，產(chǎn)生電流反饋信號if。if與給定電流ig相比較，根據兩個(gè)電流瞬時(shí)值之差來(lái)決定單相逆變橋的4個(gè)開(kāi)關(guān)在下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期中的導通情況：ig-if>h時(shí)(h見(jiàn)圖1，為電流滯環(huán)寬度，可按參考文獻[1]P64式5?2選取)S1、S4導通，UAB=+E，+1狀態(tài);ig-if-h時(shí)S2、S3導通，UAB="-"E，-1狀態(tài)；|ig-if|h時(shí)S1、S3或S2、S4導通，UAB="0，"0狀態(tài)。兩個(gè)D觸發(fā)器使S1～S4的開(kāi)關(guān)狀態(tài)變化只能發(fā)生在周期性脈沖信號CLK(頻率2f)的上升沿，也就是說(shuō)開(kāi)關(guān)點(diǎn)在時(shí)間軸上是離散的，且最高開(kāi)關(guān)頻率為f。

仿真和實(shí)驗表明，iL正半周，逆變器基本上在+1和0狀態(tài)間切換，而iL負半周，逆變器基本上在-1和0狀態(tài)間切換，只有U0過(guò)零點(diǎn)附近才有少量的+1和-1之間的狀態(tài)跳變，從而使輸出脈動(dòng)減小。

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綜合常規PWM單、雙極性工作方式的優(yōu)缺點(diǎn)，并借鑒滯環(huán)控制技術(shù)，得到改進(jìn)的電流環(huán)控制電路如圖2。S3、S4基本上以低頻互補，S1、S2以高頻互補方式工作。其基本工作原理：

(1)ig正半周，即ig>0時(shí)
比較器CMP1輸出高電平，S3一直關(guān)斷。
時(shí)鐘信號CLK的上升沿將觸發(fā)器RS1置1，S1、S4導通，S2關(guān)斷，UAB為+E，iL按式(1)上升
M1=diL/dt=(E-U0)/L       (1)
當iL升至if>ig時(shí)RS1翻轉，S1關(guān)斷、S2導通，UAB為0，iL按式(2)變化
M2=diL/dt=-U0/L       (2)

若U0>0，則iL下降，至開(kāi)關(guān)周期結束;而若U00，則iL繼續上升，此時(shí)可能出現三種情況：
①if上升率小于ig，則if相對于ig下降至開(kāi)關(guān)周期結束；
②if上升率略大于ig，開(kāi)關(guān)周期結束時(shí)if大于ig而小于ig+h，則下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期仍保持該狀態(tài)(UAB為0);
③若if升至ig+h，則CMP3翻轉為1、將RS3清零，S4關(guān)斷，負載通過(guò)D2、D3續流，UAB為-E，iL按式(3)下降至開(kāi)關(guān)周期結束。if的峰值不大于ig+h
M2=diL/dt=-(E+U0)/L        (3)

(2)ig負半周，即ig比較器CMP1輸出低電平，S4一直關(guān)斷。

時(shí)鐘信號CLK的上升沿將觸發(fā)器RS2清0，S2、S3導通，S1關(guān)斷，UAB為-E，iL按式(3)下降。

當iL降至if時(shí)RS2翻轉，S2關(guān)斷、S1導通，UAB為0，iL按式(2)變化：若U0，則iL上升至開(kāi)關(guān)周期結束；而若U0>0，則iL繼續下降，此時(shí)也可能出現三種情況：
①if下降率小于ig，則if相對于ig上升至開(kāi)關(guān)周期結束；
②if下降率略大于ig，開(kāi)關(guān)周期結束時(shí)if小于ig而大于ig-h，則下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期仍保持該狀態(tài)(UAB為0)；
③若if降至ig-h，則CMP4翻轉為1，RS3清零，S3關(guān)斷，負載通過(guò)D1、D4續流，UAB為+E，iL按式(1)上升至開(kāi)關(guān)周期結束。|if|的峰值不大于|ig-h|，即|ig|+h。

可見(jiàn)，這也是一種三態(tài)工作方式：iL與U0同相時(shí)，逆變器工作在PWM方式，在1狀態(tài)和0狀態(tài)(或-1狀態(tài)和0狀態(tài))間轉換;二者反相時(shí)，滯環(huán)才起作用，它使逆變器在1，0和-1三種狀態(tài)間轉換。 [page]
靜態(tài)性能的比較

以某逆變器為例，分析和比較上述兩種控制方式下的動(dòng)態(tài)和靜態(tài)性能。電路參數：E=180VDC，L=1mH,C=20μF；調制頻率為f；輸出：U0=115VAC、fo=400Hz；額定負載：1kVA電流和電壓反饋系數分別為0.4167和0.25；電壓調節器為PI型：放大倍數Ap=13?5，時(shí)間常數τ1=0.27ms；

表1為不同負載和不同調制頻率下U0與基準電壓Ur的靜態(tài)誤差和U0的THD。
靜差定義為：，式中U01是U0基波份量有效值，Uon為輸出電壓額定值。
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分析表1及仿真波形(略)，發(fā)現：

(1)調制頻率f較低時(shí)，電流型準PWM波形失真較嚴重，但其THD隨f升高而迅速減小。
(2)功率開(kāi)關(guān)管在電流型PWM方式時(shí)的平均開(kāi)關(guān)頻率高于滯環(huán)方式，這意味著(zhù)前者的開(kāi)關(guān)損耗較大。
(3)電流型PWM方式下，諧波分量集中在調制頻率及其整倍數附近，而電流滯環(huán)跟蹤控制方式下UAB的諧波比較平均地分布在較寬的范圍內，調制頻率較低時(shí)容易產(chǎn)生較大的噪音。
(4)輸出電壓靜差基本不受電流跟蹤方式、調制頻率影響，主要取決于電壓調節器參數，也受主電路參數影響。

動(dòng)態(tài)性能的比較

由于開(kāi)關(guān)點(diǎn)的離散性，DPM電流跟蹤控制方式在控制電路中引入了一個(gè)時(shí)間常數為1/f的等效純滯后環(huán)節，對閉環(huán)系統的穩定性和動(dòng)態(tài)性能有不利影響。圖3為起動(dòng)及負載變化時(shí)兩種控制方式下的電感電流iL和輸出電壓U0仿真波形?？梢?jiàn)，PWM方式下的動(dòng)態(tài)性能較好，特別是調制頻率較低時(shí)，差別更明顯。但隨著(zhù)調制頻率的提高，滯后時(shí)間常數減小，滯環(huán)方式的動(dòng)態(tài)性能明顯改善，接近于PWM方式。

改變PI電壓調節器參數(減小放大倍數或增大積分時(shí)間常數)可以改善動(dòng)態(tài)響應的穩定性、減小動(dòng)態(tài)壓降，但又將增大靜態(tài)誤差，即重載時(shí)的電壓降落，延長(cháng)調節時(shí)間。換言之，在達到同樣動(dòng)態(tài)性能的前提下，電流型PWM控制方式允許較大的放大倍數或較小的積分時(shí)間常數，從而獲得更好的靜態(tài)性能。

結語(yǔ)

三態(tài)DPM電流滯環(huán)跟蹤控制方式實(shí)現簡(jiǎn)單，開(kāi)關(guān)損耗較低、失真較小。電流型準PWM控制方式可以獲得較好的動(dòng)態(tài)性能，特別是系統穩定性及較小的輸出電壓降落，電路實(shí)現比較復雜，適于調制頻率較低或逆變器輸出濾波電感L、電容C較小的情況。而調制頻率較高時(shí)，三態(tài)DPM電流滯環(huán)跟蹤不失為一種簡(jiǎn)單而性能優(yōu)良的控制方式。

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