2.隔離輸出的反激式變換器電壓和電流關(guān)系

如果將圖一中的電感換成耦合電感，使輸入和輸出加在不同的繞組上，得到圖四a所示的電路。為了方便討論，我們假設L1和L2的線(xiàn)圈匝比為n，耦合系數為1。當開(kāi)關(guān)閉合時(shí)，電源輸入端向電感L1中存儲能量，根據同名端的關(guān)系，L2中感應出上正下負的電壓，二極管D反偏。在開(kāi)關(guān)關(guān)斷前的一瞬間，L1中的電流上升到最大值，在開(kāi)關(guān)關(guān)斷瞬間，L1與輸入端沒(méi)有通路，為了阻止磁通量的突變，L2上的電壓反向，使得輸出二極管正偏導通，存儲在磁芯中的磁場(chǎng)能轉移到輸出電容和負載中。
圖四a給出的電路就是離線(xiàn)式反激變換器的雛形了，在實(shí)際應用中，我們往往把開(kāi)關(guān)管放在電源輸入的負端，并且輸出為上正下負看起來(lái)也比較習慣，于是得到了圖四b所示的反激式變換器基本結構。

首先我們討論圖四b所示電路中L1和L2中的電流，圖五給出了相應的波形圖。開(kāi)關(guān)關(guān)斷瞬間，磁通量不能突變，所以L(fǎng)2中的電流等于關(guān)斷前一瞬間L1電流值的n倍(n為L(cháng)1和L2線(xiàn)圈匝比)。開(kāi)關(guān)閉合瞬間，為了阻止磁通量突變，L1中電流等于閉合前一瞬間L2中電流的1/n.。又因為在開(kāi)關(guān)閉合期間和開(kāi)關(guān)斷開(kāi)期間L1和L2中電流都是線(xiàn)性變化的，所以我們可以得出如下的關(guān)系式：


從上面的關(guān)系式進(jìn)一步得到：


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上面式子中的n=N1/N2，其中N1為L(cháng)1的線(xiàn)圈匝數，N2為L(cháng)2的線(xiàn)圈匝數。
接下來(lái)討論L1和L2的電壓關(guān)系，圖六給出了相應的波形圖。開(kāi)關(guān)閉合期間，根據同名端和匝比的關(guān)系，L2上感應出上負下正的電壓，大小為Vin/n；開(kāi)關(guān)關(guān)斷期間，L2上的電壓等于輸出電壓加上二極管電壓正向壓降，極性為上正下負，設這個(gè)電壓為VL2，則根據同名端和匝比關(guān)系，L1上的感應電壓為nVL2，極性變?yōu)樯县撓抡?。我們把這個(gè)電壓叫做次級反射電壓Vor。
前面提到，為了維持變換器的穩定工作，開(kāi)關(guān)閉合期間電感上電壓與閉合時(shí)間的乘積應等于開(kāi)關(guān)斷開(kāi)期間電感上電壓與斷開(kāi)時(shí)間的乘積。對于耦合電感，我們計算時(shí)將開(kāi)關(guān)閉合和斷開(kāi)期間的電壓全部這算到初級來(lái)計算的話(huà)，就有如下關(guān)系：


不難看出，對于當輸入電壓最低時(shí)，占空比最大。在反激式開(kāi)關(guān)電源中，最大占空比是一個(gè)很重要的參數，對于連續模式的反激式變換器，一般情況下，最大占空比限定在0.5以?xún)?，超過(guò)0.5的話(huà)，容易出現次諧波振蕩。
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不可忽略的是，實(shí)際工程中L1不可能和L2形成理想的全耦合，L1中有少量的磁通不能完全耦合到L2中，等效為L(cháng)1上串聯(lián)一個(gè)電感量較小的電感，也就是常說(shuō)的漏感Lleak。在開(kāi)關(guān)斷開(kāi)瞬間，這部分不能耦合到L2中的磁通也不能突變，于是Lleak試圖通過(guò)將電壓反向來(lái)續流，此時(shí)開(kāi)關(guān)閉合，沒(méi)有續流通道，于是Lleak上感應出一個(gè)很高的尖峰電壓Vpk，這個(gè)電壓和上面的反射電壓方向相同。在開(kāi)關(guān)斷開(kāi)的瞬間，電源輸入電壓、次級反射電壓和漏感尖峰電壓一起加在開(kāi)關(guān)管上，由于漏感尖峰電壓通常很高，能夠瞬間造成開(kāi)關(guān)管的損壞，實(shí)際電路中一般要進(jìn)行鉗位處理。

3.離線(xiàn)式反激變換器的電路原理

圖七給出了一個(gè)輸出5V/2A的電源適配器用到的離線(xiàn)式反激變換器完整的原理圖，主芯片型號為RM6203(西安亞成微電子)，芯片內部集成了完整的控制電路和一個(gè)800V的高壓功率BJT。下面我們以這個(gè)電路為例分析外圍電路的基本作用，對于使用其他控制芯片的電路，原理上大同小異。
輸入的交流市電經(jīng)過(guò)保險絲F1后進(jìn)入由C3和T2構成的共模濾波器，濾除電網(wǎng)中的共模干擾信號，然后經(jīng)過(guò)D2全橋整流和電容C6濾波后得到較為平坦的直流電。直流電通過(guò)R2和R5加在內部開(kāi)關(guān)功率管的基極，向基極注入電流，開(kāi)關(guān)管的集電極(也就是芯片的OC引腳)有電流流過(guò)，初級繞組開(kāi)始有電流流過(guò)。同時(shí)直流電通過(guò)R2和R5向電容C8開(kāi)始充電，當C8上的電壓達到IC工作的啟動(dòng)電壓時(shí)，IC開(kāi)始工作。

IC進(jìn)入正常工作后，在開(kāi)關(guān)關(guān)斷期間，輔助供電繞組Na上感應出的電壓使D5導通，輔助繞組為IC供電，并將部分能量?jì)Υ嬖陔娙軨8中，待下一周期開(kāi)關(guān)導通期間，電容為IC供電。

圖七電路中，R4、C5和D3并聯(lián)在變壓器的初級繞組上，這就是常見(jiàn)的一種吸收漏感尖峰的電路結構，RCD吸收電路。當開(kāi)關(guān)管關(guān)斷瞬間，初級線(xiàn)圈的漏感以及PCB線(xiàn)路的寄生電感感應出很高的尖峰電壓時(shí)，D3會(huì )正偏導通，由于電容C5上的電壓不能突變，于是尖峰電壓被箝位在一定的范圍內，保護開(kāi)關(guān)管不被損壞。開(kāi)關(guān)斷開(kāi)期間C5上增加的能量會(huì )在開(kāi)關(guān)閉合期間消耗在R4上，防止C5上的電壓不斷升高。

圖七中的電容C10用于設置IC內部的振蕩器工作頻率，C1并聯(lián)在初次級之間用于減小差模干擾。R10和R11接在開(kāi)關(guān)管發(fā)射極和初級地之間，當次級電流增大時(shí)，由第二節推出的關(guān)系可知，初級開(kāi)關(guān)的峰值電流也會(huì )成比例增加，導致R10和R11上的電壓升高，IC通過(guò)檢測這個(gè)電壓判斷次級是否出現過(guò)流或者短路，如果是，IC將執行相應的保護動(dòng)作。
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接下來(lái)我們看次級電路。次級繞組Ns輸出后的基本結構和第二節討論的完全一致，增加的輸出LC濾波器L1和C7用于減小紋波，并聯(lián)在輸出二極管上的RC電路用于吸收輸出二極管上的尖峰。
分析圖七所示電路，當某種因素(如電網(wǎng)電壓波動(dòng)、負載電流的增加等)導致輸出電壓降低時(shí)，由R9和R12得到的TL431的REF端電位降低，圖九所示的等效電路中BJT的基極電流相應減小，從而集電極電流減小，流過(guò)TL431陰極的電流也減小，光耦的輸入電流(即發(fā)光二極管電流)隨之減小，最終導致連接初級部分的光耦輸出端(光敏三極管集電極)電流減小，集電極電位升高。至此，次級電壓減小的信號反饋到了初級，初級通過(guò)監測光耦輸出端的集電極電位的升降來(lái)判斷輸出電壓是降低還是升高。如果降低，初級將通過(guò)增大開(kāi)關(guān)管的導通時(shí)間(對于PWM模式)或者開(kāi)關(guān)頻率(對于PFM模式)來(lái)是輸出電壓穩定；反之亦然。

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