【導讀】對于像彩色LCD顯示屏、手機背光屏等便攜式產(chǎn)品中的電子系統而言，使用電池供電的直流電平轉換器是非常理想的電源轉換器件。本文設計了一種電流控制型DC-DC開(kāi)關(guān)變換器芯片，該芯片擁有低功耗、電壓電流紋波系數小、成本低等優(yōu)點(diǎn)，可用于彩色LCD背光照明。
當前消費類(lèi)電子產(chǎn)品的巨大市場(chǎng)和發(fā)展潛力，使采用電池供電的便攜式產(chǎn)品的小功率、低功耗、高效率、小體積、輕重量的直流電平轉換器(DC/DCConverter)發(fā)展迅猛。對于許多應用于便攜式產(chǎn)品中的電子系統，如彩色LCD顯示屏、手機背光屏等，DC/DC是其非常理想的電源轉換器件。
本文基于2μm15V雙極型工藝設計了一種電流控制型PFMBoostDC-DC開(kāi)關(guān)變換器芯片，通過(guò)采用低反饋電阻技術(shù)減小外部反饋電阻的損耗，并采用負載電流反饋技術(shù)調節系統占空比以減小系統穩態(tài)時(shí)輸出電壓電流紋波系數。芯片采用Fixed-On-Time控制方式，當整個(gè)系統穩態(tài)時(shí)處于BoostPFM的不連續導通模式(DCM)，而這種工作模式具有天然的穩定性。
電路系統結構設計
系統采用如圖1所示典型的電流控制型PFMBoostDC-DC變換器拓撲結構，虛線(xiàn)框內為芯片原理框圖，框外為外圍器件連接示意圖。其中，STDN為芯片的使能端，低電平時(shí)關(guān)斷整個(gè)芯片以降低靜態(tài)功耗;SENSE為輸出電壓反饋采樣端;VFB為負載電流反饋采樣端;DRIVE為外部功率開(kāi)關(guān)控制端;基準電壓通過(guò)電阻分壓產(chǎn)生A2比較器的參考電壓VRA2;A1比較器的參考電壓為VRA1;A1和A2通過(guò)一個(gè)二端與非門(mén)控制一個(gè)暫穩態(tài)為1.7μs單穩態(tài)電路;輸出級DRIVE驅動(dòng)外部功率管QT。
系統將工作在兩個(gè)狀態(tài)：連續導通模式(CCM)和不連續導通模式(DCM)。VIN上電，STDN置高電平，基準源為A2比較器提供的比較參考電壓為VRA2。由于系統剛啟動(dòng)，A1、A2輸出高電平，單穩態(tài)電路不觸發(fā)，輸出高電平，外部功率管QT導通。當VSENSE>VRA1，A1輸出低電平，單穩態(tài)電路觸發(fā)，DRIVE電壓迅速被拉低，開(kāi)始給外部C2充電，在RS2兩端電壓未達到A2比較參考電壓前，系統將重復上述過(guò)程，系統工作在連續導通模式。當RS2兩端電壓超過(guò)A2比較電壓VRA2時(shí)，A2比較器輸出低電平，單穩態(tài)電路觸發(fā)，外部功率管關(guān)斷，從此時(shí)起1.7μs內L給C2充電，當L放完電后，C2開(kāi)始放電，致使RS2兩端電壓仍然超過(guò)A2比較電壓，A2輸出低電平，單穩態(tài)電路持續輸出低電平，外部功率管繼續處于關(guān)斷狀態(tài)，系統工作在不連續導通模式。系統啟動(dòng)升壓為連續導通模式，進(jìn)入穩態(tài)后系統為不連續導通模式。
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電路原理與設計
1、開(kāi)關(guān)限流控制電路
圖1中A1比較器、單穩態(tài)觸發(fā)器、驅動(dòng)放大器和外部開(kāi)關(guān)管組成的環(huán)路為開(kāi)關(guān)限流控制電路。假定單穩態(tài)觸發(fā)器輸出高電平穩態(tài)，外部功率管QT導通，二極管D截止，電感L中的電流線(xiàn)性上升。當電感電流較小時(shí)，限流電阻RS1上的壓降小于30mV，A1比較器輸出低電平，不能觸發(fā)單穩態(tài)觸發(fā)器翻轉;而當電感電流上升至限流Ipk時(shí)，電阻RS1上的壓降達到VRA1，A1比較器輸出翻轉，輸出低電平經(jīng)與非門(mén)控制單穩電路進(jìn)入暫穩態(tài),外部功率管QT關(guān)斷。由于電感電流必須連續，因此電感L的感應電動(dòng)勢為左負右正，二極管D導通，電感L開(kāi)始對C2進(jìn)行充電，輸出電壓VOUT上升。這一過(guò)程將持續1.7μs至暫穩態(tài)結束，單穩態(tài)觸發(fā)器重新回到高電平穩態(tài)，再次使QT重復上述的開(kāi)關(guān)過(guò)程，直至最終VOUT達到額定輸出電壓。
圖2為A1比較器電路，BIAS為偏置端，VA1為輸出端，VS為正向輸入端，SENSE為負向輸入端，即為外部電感電流Ipk檢測端。由于Q10、Q11、Q12偏置相同，故其提供的偏置電流相同。Q10、Q13、RS構成A1比較器正向輸入支路。由于VCC和VBIAS電壓為常數，Q13采用二極管連接方式，A點(diǎn)的電壓為VBE13+VS;由于Q13、Q14同為NPN管，其兩管的VBE閾值電壓相同，當VSENSE>VBE13+VS-VT(be)時(shí)，Q14截止，B點(diǎn)上升為高電平，Q15導通，VA1輸出低電平，通過(guò)控制與非門(mén)觸發(fā)單穩電路，外部功率管關(guān)斷，VSENSE迅速下降為0，Q14導通，B點(diǎn)被拉至低電平，Q15關(guān)斷，VA1輸出高電平，此時(shí)控制信號為與非門(mén)所屏蔽，不觸發(fā)單穩電路。電路進(jìn)入1.7μs暫穩態(tài)，等待外部電感L放電結束。
由于系統外圍電路的主要功率損耗來(lái)源于反饋電阻RS1和電感L的寄生串聯(lián)電阻，所以可以通過(guò)低反饋電阻技術(shù)來(lái)降低系統外圍器件功耗。即通過(guò)調節RS可以提供一個(gè)盡可能小的比較參考電壓VRA1(約為30mV)，對于電感：
當VRA1減小時(shí)，對于相同電感的Ipk，可以有效地減小RS1阻值，進(jìn)而降低系統外圍器件功耗。
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2、負載電流反饋電路
圖1中，電感L、二極管D、負載、檢測電阻RS2、A2比較器組成的環(huán)路為負載電流反饋電路。VFB端為A2比較器反向輸出端，即負載電流檢測端。當系統進(jìn)入暫穩態(tài)時(shí)，電感L通過(guò)二極管D給電容C2和負載供電。此時(shí)電感L給負載供電電流為Ipk，此時(shí)VFB端檢測電壓VFB達到最大為Ipk×RS2，大于A(yíng)2比較器的正向參考電壓VRA2，A2比較器輸出低電平，通過(guò)與非門(mén)控制單穩態(tài)觸發(fā)，關(guān)斷外部功率管,而此時(shí)系統已經(jīng)進(jìn)入暫穩態(tài)，外部功率管已經(jīng)處于關(guān)斷狀態(tài)，A2比較器會(huì )持續觸發(fā)單穩態(tài)。隨著(zhù)電感電流IL減小，電容C2兩端電壓逐漸上升，當外部電感電流IL滿(mǎn)足式(2)：
這時(shí)電容C2開(kāi)始對負載供電。當電感電流IL降為0，系統進(jìn)入電感電流非連續模式，這時(shí)只有電容C2給負載供電，當負載電流ILoad小于IL0時(shí)，A2比較器輸出高電平，其控制信號為與非門(mén)所屏蔽，不觸發(fā)單穩態(tài)電路。此時(shí)外部功率管導通，開(kāi)始給電感L充電。
Q9截止，VA2輸出高電平，單穩態(tài)不觸發(fā)。當VFB>VRA2，Q9導通，VA2輸出低電平，觸發(fā)單穩態(tài)，關(guān)斷外部功率管。
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模擬仿真結果
采用2μm15Vbipolar工藝進(jìn)行電路設計，電路各模塊和外圍元件的連結如圖4所示。外圍元件的取值為：L=22μH，RS1=40mΩ，RS2=15Ω，C1=2.2μF，C2=2.2μF。采用Hpsice電路模擬軟件對電路進(jìn)行模擬驗證。
在系統典型工作條件(VIN=3V，T=25℃，VOUT=10.8V)下，系統各端子的瞬態(tài)模擬輸出波形如圖4所示(典型情況下，系統大約只需200μs就達到穩定的輸出電壓)。表1為典型工作條件下電學(xué)特性的模擬結果。
芯片版圖設計
雙極工藝相對于CMOS工藝具有噪聲小、速度快、驅動(dòng)能力強等優(yōu)點(diǎn)，擁有較高的精度。芯片采用2μmbipolar工藝設計，由于電路結構簡(jiǎn)單，器件較少，版圖面積為0.67mm×1.28mm。
本文設計了一種用于彩色LCD背光照明的白光LED驅動(dòng)芯片。采用PFM控制模式低反饋電阻技術(shù)、負載電流反饋技術(shù)實(shí)現低功耗恒流輸出的設計目標?；?μmbipolar工藝仿真驗證，在20mA典型應用時(shí)，電流調整率達到0.02mA/V，效率為80.1%。芯片能在8V的電源電壓下穩定工作，最大靜態(tài)電流為152μA。該芯片擁有低功耗、電壓電流紋波系數小、成本低等優(yōu)點(diǎn)。
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