【導讀】電源系統開(kāi)關(guān)控制器的MOSFET選擇是一個(gè)復雜的過(guò)程。不僅僅要考慮MOSFET的額定電壓和電流，還必須在低柵極電荷和低導通電阻之間取得平衡。如果是多負載電源系統則更加復雜。但如果選擇正確，就可以實(shí)現低成本、高效率的電源系統。
DC/DC開(kāi)關(guān)控制器的MOSFET選擇是一個(gè)復雜的過(guò)程。僅僅考慮MOSFET的額定電壓和電流并不足以選擇到合適的MOSFET。要想讓MOSFET維持在規定范圍以?xún)?，必須在低柵極電荷和低導通電阻之間取得平衡。在多負載電源系統中，這種情況會(huì )變得更加復雜。
DC/DC開(kāi)關(guān)電源因其高效率而廣泛應用于現代許多電子系統中。例如，同時(shí)擁有一個(gè)高側FET和低側FET的降壓同步開(kāi)關(guān)穩壓器，如圖1所示。這兩個(gè)FET會(huì )根據控制器設置的占空比進(jìn)行開(kāi)關(guān)操作，旨在達到理想的輸出電壓。降壓穩壓器的占空比方程式如下：
圖1： 降壓同步開(kāi)關(guān)穩壓器原理圖
FET可能會(huì )集成到與控制器一樣的同一塊芯片中，從而實(shí)現一種最為簡(jiǎn)單的解決方案。但為了提供高電流能力及（或）達到更高效率，FET需要始終為控制器的外部元件，這樣可以實(shí)現最大散熱能力，因為它讓FET物理隔離于控制器，并且擁有最大的FET選擇靈活性。缺點(diǎn)是FET選擇過(guò)程更加復雜，原因是要考慮的因素有很多。
一個(gè)常見(jiàn)問(wèn)題是“為什么不讓這種10A FET也用于我的10A設計呢？”答案是這種10A額定電流并非適用于所有設計。選擇 FET 時(shí)需要考慮的因素包括額定電壓、環(huán)境溫度、開(kāi)關(guān)頻率、控制器驅動(dòng)能力和散熱組件面積。關(guān)鍵問(wèn)題是，如果功耗過(guò)高且散熱不足，則FET可能會(huì )過(guò)熱起火。用戶(hù)可以利用封裝/散熱組件ThetaJA或者熱敏電阻、FET功耗和環(huán)境溫度估算某個(gè)FET的結溫，具體方法如下：
它要求計算FET的功耗。這種功耗可以分成兩個(gè)主要部分：AC和DC損耗?？梢酝ㄟ^(guò)下列方程式計算得到：
其中，Vds為高側FET的輸入電壓，Ids為負載電流，trise和tfall為FET的升時(shí)間和降時(shí)間，而Tsw為控制器的開(kāi)關(guān)時(shí)間（1/開(kāi)關(guān)頻率）。
其中，RDSON為FET的導通電阻，而IOUT為降壓拓撲的負載電流。
其他損耗形成的原因還包括輸出寄生電容、門(mén)損耗，以及低側FET空載時(shí)間期間導電帶來(lái)的體二極管損耗，但在本文中將主要討論AC和DC損耗。
圖2：AC損耗圖
圖3：開(kāi)關(guān)頻率對AC損耗的影響
開(kāi)關(guān)處在導通狀態(tài)下出現D C損耗，其原因是FET的導通電阻。這是一種十分簡(jiǎn)單的I2R損耗形成機制，如圖4所示。但是，導通電阻會(huì )隨FET結溫而變化，這便使得這種情況更加復雜。
圖4：DC損耗圖
所以，使用公式3、4和5準確計算導通電阻時(shí)，就必須使用迭代方法，并要考慮到FET的溫升。降低DC損耗最簡(jiǎn)單的一種方法是選擇一個(gè)低導通電阻的FET。另外，DC損耗大小同FET 的百分比導通時(shí)間成正比例關(guān)系，其為高側FET控制器占空比加上1減去低側FET占空比，如前所述。由圖5可以知道，更長(cháng)的導通時(shí)間就意味著(zhù)更大的DC開(kāi)關(guān)損耗，因此，可以通過(guò)減小導通時(shí)間/FET占空比來(lái)降低DC損耗。例如，如果使用了一個(gè)中間DC電壓軌，并且可以修改輸入電壓的情況下，設計人員或許就可以修改占空比。
圖5：占空比對DC損耗的影響
盡管選擇一個(gè)低柵極電荷和低導通電阻的FET是一種簡(jiǎn)單的解決方案，但是需要在這兩種參數之間做一些折中和平衡，如圖6所示。低柵極電荷通常意味著(zhù)更小的柵極面積/更少的并聯(lián)晶體管，以及由此帶來(lái)的高導通電阻。另一方面，使用更大/更多并聯(lián)晶體管一般會(huì )導致低導通電阻，從而產(chǎn)生更多的柵極電荷。這意味著(zhù)，FET選擇必須平衡這兩種相互沖突的規范。另外，還必須考慮成本因素。
圖6：可有效平衡這兩種參數的一些新上市FET的導通電阻和柵極電荷對比圖
低占空比設計意味著(zhù)高輸入電壓，對這些設計而言，高側FET大多時(shí)候均為關(guān)斷，因此DC損耗較低。但是，高FET電壓帶來(lái)高AC損耗，所以可以選擇低柵極電荷的FET，即使導通電阻較高。低側FET大多數時(shí)候均為導通狀態(tài)，但是AC損耗卻最小。這是因為，導通/關(guān)斷期間低側FET的電壓因FET體二極管而非常地低。因此，需要選擇一個(gè)低導通電阻的FET，并且柵極電荷可以很高。圖7顯示了上述情況。
圖7：低占空比設計的高側和低側FET功耗
圖8：高占空比設計的高側和低側FET 功耗
假設一個(gè)負載點(diǎn)(POL)穩壓器可以規定某個(gè)中間電壓軌的額定輸入電壓，那么最佳解決方案是什么呢，是高輸入電壓/低占空比，還是低輸入電壓/高占空比呢？在TI的WEBENCH電源設計師中創(chuàng )建一個(gè)設計，并以此作為例子。使用不同輸入電壓對占空比進(jìn)行調制，同時(shí)查看FET功耗情況。圖9中，高側FET反應曲線(xiàn)圖表明，占空比從25%～40%時(shí)AC損耗明顯降低，而DC損耗卻線(xiàn)性增加。因此，35%左右的占空比，應為選擇電容和導通電阻平衡FET的理想值。不斷降低輸入電壓并提高占空比，可以得到最低的AC損耗和最高的DC損耗，就此而言，可以使用一個(gè)低導通電阻的FET，并折中選擇高柵極電荷。
圖9：高側FET損耗與占空比的關(guān)系
如圖10所示，控制器占空比由低升高時(shí)DC損耗線(xiàn)性降低（低側FET導通時(shí)間更短），高控制器占空比時(shí)損耗最小。整個(gè)電路板的AC 損耗都很低，因此任何情況下都應選擇使用低導通電阻的FET。
圖10：低側FET損耗與控制器占空比的關(guān)系
圖11顯示了我們將高側和低側損耗組合到一起時(shí)總效率的變化情況?？梢钥吹?，這種情況下，高占空比時(shí)組合FET損耗最低，并且效率最高。效率從94.5%升高至96.5%。不幸的是，為了獲得低輸入電壓，必須降低中間電壓軌電源的電壓，使其占空比增加，原因是它通過(guò)一個(gè)固定輸入電源供電。因此，這樣可能會(huì )抵消在POL獲得的部分或者全部增益。另一種方法是不使用中間軌，而是直接從輸入電源到POL穩壓器，目的是降低穩壓器數。這時(shí)，占空比較低，必須小心地選擇FET。
圖11：總損耗與效率和占空比的關(guān)系
在有多個(gè)輸出電壓和電流要求的電源系統中，情況會(huì )更加復雜?？梢岳肳EBENCH電源設計師工具，讓這類(lèi)系統的折中選擇過(guò)程可視化。這種工具讓用戶(hù)可以看到使用不同中間軌電壓的各種情景，對比不同POL穩壓器占空比的效率、成本和體積。圖12顯示了一個(gè)系統，其輸入電壓為28V，共有8個(gè)負載，4個(gè)不同電壓，范圍為3.3～1.25V。共有3種對比方法：1）無(wú)中間軌，直接通過(guò)輸入電源提供28V電壓，以實(shí)現POL穩壓器的低占空比；2）使用12V中間軌，POL穩壓器中等占空比；3）使用5V中間軌，高POL穩壓器占空比。
圖12：表明輸入、中間軌、負載點(diǎn)(POL)電源和負載的電源系統
圖13和表1顯示了對比結果。這種情況下，無(wú)中間軌電源的構架實(shí)現了最低成本，12V中間軌電壓的構架獲得了最高效率，而5V中間軌電壓構架則實(shí)現了最小體積。因此，我們可以看到，對于這種大型系統而言，單POL電源情況下所看到的這些參數均沒(méi)有明顯的趨向。這是因為，使用多個(gè)穩壓器時(shí)，除中間軌穩壓器本身以外，每個(gè)穩壓器都有其不同的負載電流和電壓要求，而這些需求可能會(huì )相互沖突。研究這種情況的最佳方法是使用如WEBENCH電源設計師等工具，對不同的選項進(jìn)行評估。
圖13：WEBENCH電源設計曲線(xiàn)圖
表1：中間軌電壓對電源系統效率、體積和成本的影響
總之，F E T選擇是一項復雜的工作，但如果選擇正確，可以實(shí)現低成本、高效率的電源系統。諸如WEBENCH電源設計等工具可以幫助用戶(hù)可視化地對比不同的方法，做出折中、平衡的選擇，從而快速地獲得理想設計。
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