中心議題：

• 瞬態(tài)電壓分析
• 比較器/DAC設計考慮
• 逐次逼近方式的介紹
• DAC/比較器架構比集成ADC所具備的優(yōu)勢及應用

解決方案：

• 有些條件下采用分立的比較器和D/A轉換器更容易實(shí)現A/D轉換

以下討論驗證了一個(gè)被現存A/D轉換器應用所忽略的選擇：有些條件下采用分立的比較器和D/A轉換器更容易實(shí)現A/D轉換。這種替代方案通常采用不同的測試方法，但是具有低成本、高速度、更大靈活性以及更低功耗等優(yōu)點(diǎn)?！　?br />
盡管當前趨勢全部集中一個(gè)方向-設計者需要使用A/D轉換器時(shí)通常選定一個(gè)集成的A/D轉換器（ADC）。大多數工程師并沒(méi)有意識到還有降低ADC性?xún)r(jià)比的其它替代方案。而模擬比較器、D/A轉換器（DAC）和信號處理一起恰好就是構成逐次逼近ADC的核心電路?！　?br />
某些特定領(lǐng)域，分立比較器/DAC的使用非常普遍。自動(dòng)測試設備、核脈沖反應堆高度監測器以及自動(dòng)化時(shí)域反射計等，通常都采用這種技術(shù)，DAC用于驅動(dòng)比較器的一個(gè)輸入，另一個(gè)輸入由被監測信號驅動(dòng)。接下來(lái)是通用測試問(wèn)題以及特定方法的選擇，事實(shí)上，此時(shí)采用比較器/DAC組合比采用現成的ADC更受歡迎?！　?br />
瞬態(tài)電壓分析　　

捕獲快速幅度變化事件（瞬態(tài)）的"強力"技術(shù)就是采用處理器支持的高速ADC和RAM對其進(jìn)行簡(jiǎn)單量化（圖1）。單觸發(fā)事件可能必須采用這種方法，因為需要獲取瞬態(tài)細節。然而，如果瞬態(tài)是重復性的，則可采用DAC/比較器的方法測量它們的峰值幅度及其它特性（圖2）。
 

圖1. 采用"強力"法進(jìn)行瞬態(tài)分析，ADC電路耗電大且價(jià)格昂貴

圖2. 如果圖1應用可接受對幅度進(jìn)行重復測量，用DAC/比較器組合替代ADC可省電并降低成本　　

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比較器的一個(gè)輸入引腳由DAC設置判定電平，瞬態(tài)信號施加到另一個(gè)輸入。通過(guò)調整DAC輸出可確定峰值瞬態(tài)幅度，超越門(mén)限時(shí)，采用數字鎖存捕獲比較器的輸出響應。僅需要比較器輸入支持瞬態(tài)帶寬，任意長(cháng)的DAC輸出建立時(shí)間并不會(huì )影響測量精度。這樣，在模擬域可用低成本DAC和比較器代替昂貴的ADC.

需注意的是，在監視模擬電壓時(shí)必須考慮容限。許多自診斷設備監視系統電壓、溫度以及其它模擬量，容限值在軟件中設置。然而，如果這種比較由比較器實(shí)現，設置值由DAC提供，這樣可減輕處理器負荷，因為只需要讀取一位來(lái)表示超限狀態(tài)?！　?br />
這種技術(shù)（模擬域比較）與ADC技術(shù)（數字域比較）具有相同精度，對于一個(gè)設置點(diǎn)時(shí)，可通過(guò)簡(jiǎn)單比較實(shí)現，為什么還要對整個(gè)值進(jìn)行量化？必須提及的一種情況是：如果與幾個(gè)設置點(diǎn)進(jìn)行比較時(shí)，例如：報警上限/下限和關(guān)斷的下限/上限電平，可選擇ADC,否則需要4路DAC和4個(gè)比較器?！?br />
由DAC構建簡(jiǎn)單的ADC　　

便攜式儀器受成本和尺寸限制，有些情況下可以利用DAC實(shí)現A/D轉換功能。例如，蜂窩電話(huà)和醫療電子通常采用DAC調整LCD對比度電壓（圖3）。有時(shí)可通過(guò)簡(jiǎn)單添加一個(gè)比較器和開(kāi)關(guān)，監視溫度或電池電壓（如上所述）。那么現有DAC可執行兩種任務(wù)，在DAC執行模擬至數字轉換時(shí)關(guān)閉顯示器。作為另一種替代方案，由模擬開(kāi)關(guān)和電容構成的簡(jiǎn)單采樣/保持電路（圖4）可在A(yíng)/D轉換期間維持LCD的對比度電壓。
 

圖3. 該電路常見(jiàn)于便攜儀器

圖4. 對圖3增加兩個(gè)比較器，由DAC實(shí)現ADC功能，節省成本　　

另外一種方法就是用一個(gè)低成本雙路DAC替代現有單路DAC.雙路DAC中的一路用于產(chǎn)生LCD對比度電壓，另一路用于構成ADC.無(wú)論單路還是雙路，都需要DAC和比較器支持快速、驅動(dòng)DAC的簡(jiǎn)單程序，以及對比較器采樣來(lái)實(shí)現逐次逼近（參見(jiàn)sidebar,逐次逼近）。

設計考慮　　

DAC和比較器的結合非常簡(jiǎn)單。信號作用到比較器的同相輸入端，DAC提供的數字可編程門(mén)限作用到反相輸入端。只要信號比門(mén)限值大，比較器就會(huì )產(chǎn)生邏輯高電平輸出。但在使用時(shí)必須注意幾個(gè)方面?！　?br />
為確保精確的門(mén)限電平，考慮到比較器的輸入偏置電流以及比例網(wǎng)絡(luò )，DAC的直流輸出阻抗應很小。在超低功耗電路中更應注意，DAC的輸出阻抗可能高達10kΩ?！　?br />
DAC的另一個(gè)要求是低交流輸出阻抗。否則，比較器輸出的高速數字信號的壓擺率經(jīng)過(guò)布線(xiàn)寄生電容耦合，將產(chǎn)生輸入瞬態(tài)變化，導致自激并降低精度。如果允許犧牲一定的建立時(shí)間，可在比較器輸入端增加一個(gè)旁路電容來(lái)降低DAC的交流輸出阻抗。DAC輸出放大器的大電容負載可導致不穩定或振蕩，但這個(gè)問(wèn)題可在DAC輸出串聯(lián)一個(gè)電阻加以修正?！　?br />
比較器的主要問(wèn)題是滯回。大多數比較器電路帶有滯回，以防止噪聲和振蕩，但使用滯回時(shí)必須謹慎-它會(huì )造成門(mén)限值隨輸出而改變。如果系統可對受輸出狀態(tài)影響的滯回進(jìn)行補償，可以接受這種配置；否則，應當避免滯回?！　?br />
如果采用的比較器具有內部滯回并且不能禁止，可確保DAC輸出總是在相同方向逼近比較器門(mén)限，這樣可消除負面影響。通過(guò)在每位測試完成后將DAC設置為零，便于達到這一目的；例如，在本文最后列出的偽代碼后增加一行（參見(jiàn)sidebar,逐次逼近）?！　?br /> [page]
另一選擇是，通過(guò)增加一個(gè)小電容反饋也可消除滯回，這會(huì )加速比較器在線(xiàn)性工作區的轉換?；蛘?，增加一個(gè)輸出觸發(fā)器或鎖存器，在給定時(shí)刻捕獲比較器輸出狀態(tài)?！　?br />
當前比較器都能夠很好地處理擺率受限的輸入信號。例如，Maxim公司的MAX913和MAX912在這方面尤其有效，因為它們在線(xiàn)性工作區能夠確保穩定。圖5列舉了MAX913在高速、12位應用中的性能。圖6電路（超低功耗8位轉換器）在不使用時(shí)可將其關(guān)閉以節省能量。
 

圖5. 由于比較器在其線(xiàn)性工作區保持穩定，該高速、12位幅度采集器可處理低速輸入電壓而不會(huì )出現振蕩

圖6. 該低電壓、8位數據采集器替代ADC具有幾個(gè)優(yōu)勢：低成本、低功耗、以及采樣間隔期間關(guān)斷功能　　

DAC/比較器組合IC　　

Maxim提供3款單芯片器件可大大簡(jiǎn)化設計，這些芯片組合了比較器和DAC.每款器件都非常適合本文應用及其它多種應用?！　?br />
例如，MAX516是一款4通道器件，具有亞微秒速度，非常適合多種中等速度、多通道應用（圖S1a）。

圖S1. Maxim 8位DAC/比較器IC包括4通道MAX516 （a）、高速、TTL兼容MAX910 （b）、以及ECL兼容MAX911（未列出）　

MAX910是單通道、高速、TTL輸出DAC/比較器，具有8ns傳輸延遲（圖S1b）。類(lèi)似器件（MAX911）具有更高速度--ECL互補輸出，4ns傳輸延遲。

逐次逼近　　

逐次逼近采用天平和一系列用于確定物體重量的二進(jìn)制權重（權重相對值為1、2、4、8、16等）的方式很容易說(shuō)明。確定一個(gè)未知重量的最快方法（逐次逼近），首先，將未知重量與最大權重進(jìn)行比較。根據天平指示，要么移除該重量，要么增加下一個(gè)最大重量，按這種方式一直到最小的權重。物體的重量就是天平盤(pán)上剩余權重的總和?！　?br />
在逐次逼近ADC中，內部DAC的位模擬系列二進(jìn)制重量，比較器輸出模擬天平指示。驅動(dòng)權位處理的邏輯保存在封裝好的ADC的逐次逼近寄存器（SAR）或者控制DAC/比較器電路的處理器軟件子程序，該子程序可由不到20行的代碼來(lái)實(shí)現。
 

表S1. 逐次逼近偽代碼　　

 

應用　　

本章節列舉了DAC/比較器架構比集成ADC所具備的優(yōu)勢。所討論的應用電路既常見(jiàn)又簡(jiǎn)單，但然，也存在一些共性問(wèn)題?！　?br /> [page]
首先，考慮采用低成本方法實(shí)現電力線(xiàn)電壓跌落、浪涌以及瞬態(tài)檢測和故障記錄。理想的設計是采用墻上設備監測電力線(xiàn)異常，并將每次異常發(fā)生的時(shí)間記錄到RAM中（電壓跌落和浪涌的持續時(shí)間可以從幾毫秒到幾小時(shí)；瞬態(tài)可能短至10微秒）。監視器必須記錄電力線(xiàn)完全失效的持續時(shí)間，因此，監視器應當由電池供電?！　?br />
傳統解決方案是采用控制器和ADC.由于轉換器連續對電力線(xiàn)電壓采樣，控制器需將每次采樣值與軟件中用戶(hù)設定的限制進(jìn)行比較，并將任何超出規定的狀態(tài)記錄到RAM.由于系統必須能夠追蹤到短至10?s的瞬態(tài)情況，ADC采樣間隔必須相當短-保守估算時(shí)間可以長(cháng)達2.5?s.因此，控制器必須以1/2.5?s = 400ksps的速率進(jìn)行采樣處理?！　?br />
如果軟件比較具有高效編碼并且ADC無(wú)需處理器干預，系統每次采樣可執行少于10條指令，這就要求處理器具有4MIPS的能力。這種執行能力并不適合采用電池供電（圖1）。需要考慮用模擬方法對輸入瞬態(tài)偏離進(jìn)行響應，用以替代連續跟蹤方案?！　?br />
在這種情況下，DAC/比較器替代方案提供了幾個(gè)明顯優(yōu)勢。需要4個(gè)DAC和4個(gè)比較器（或一片MAX516），后面連接一個(gè)4路設置/復位觸發(fā)器。一組DAC/比較器/FF監測高瞬態(tài)電壓，一組監測低瞬態(tài)電壓，一組用于監測電網(wǎng)跌落，一組用于監測浪涌（圖2）。瞬態(tài)電壓直接耦合到比較器，連接到電壓跌落和浪涌監測比較器的輸入首先要進(jìn)行整流和濾波，以獲得電網(wǎng)電壓的平均值?？稍谲浖姓{整到合適的rms.　　

系統每T秒進(jìn)行采用并對觸發(fā)器復位，此處T為瞬態(tài)記錄時(shí)間分辨率（也許為60s）。高、低瞬態(tài)電平DAC用于設置所要求的門(mén)限。電壓跌落和浪涌DAC在每T秒間隔后進(jìn)行調整，采用逐次逼近技術(shù)產(chǎn)生高、低門(mén)限，以跟蹤目前平均值?！　?br />
假設執行逐次逼近以及其它任務(wù)的子程序具有1000條指令（保守估計），對于T = 60s,CPU平均每秒執行17條指令。執行速率是0.00002 MIPS-非常適合低功耗系統，遠遠低于A(yíng)DC方案的4 MIPS.為進(jìn)一步降低功耗，控制器可在大部分時(shí)間內處于"休眠",僅在處理電力線(xiàn)異常時(shí)喚醒。將電壓比較從軟件方式轉換為模擬硬件方式，該電路大大降低了功耗、設計復雜性以及成本?！　?br />
較低的故障檢測和診斷維護成本　　

打印頭控制、車(chē)輛控制以及許多其它機電應用，需嚴格監視內部電壓和溫度以確定何時(shí)更換工作模式。極端情況下，這種反饋可使系統避免全部關(guān)斷自毀。例如，在必要時(shí)步進(jìn)電機控制器必須調整輸出MOSFET的柵極驅動(dòng)以避免線(xiàn)性工作時(shí)消耗過(guò)多功率?！　?br />
監測這些問(wèn)題的傳統方法是采用ADC （圖7a）。處理器控制ADC進(jìn)行周期性測量，與控制處理保持時(shí)間常數一致。然后對結果的量化值進(jìn)行縮放后與軟件中的門(mén)限進(jìn)行比較。如果超出范圍，可觸發(fā)糾正動(dòng)作或者全部關(guān)斷系統?！　?br />
另外一種方法是采用DAC/比較器組合（圖7b）。靜態(tài)DAC輸出建立關(guān)斷門(mén)限或比較器觸發(fā)值。當溫度變化造成比較器觸發(fā)，比較器會(huì )對處理器發(fā)出中斷來(lái)啟動(dòng)糾正動(dòng)作，必要時(shí)，處理器還可以通過(guò)啟動(dòng)基于軟件的逐次逼近程序來(lái)確定極限溫度值。
 

圖7. 在這種情況下，用DAC和比較器（b）替換ADC （a）可降低系統成本、響應時(shí)間以及軟件開(kāi)銷(xiāo)　　

另一方面，為支持ADC,處理器在跳轉到關(guān)斷子程序之前必須輪詢(xún)ADC、輸入采樣值并與先前設定值進(jìn)行比較。這樣，DAC/比較器不僅節約成本，而且提供了比采用ADC的更快響應；同時(shí)還減小了處理器開(kāi)銷(xiāo)?！　?br />
時(shí)域反射計　　

最后，低成本、低功耗DAC/比較器組合（相對于A(yíng)DC）在便攜式時(shí)域反射計（TDR）中非常實(shí)用-一種用于檢測電纜的不連續性并可測量中間傳輸長(cháng)度的儀器。廉價(jià)的便攜式TDR隨著(zhù)網(wǎng)絡(luò )電纜的增加變得非常普遍?！　?br />
TDR工作原理類(lèi)似于雷達；沿著(zhù)線(xiàn)纜發(fā)送一個(gè)主脈沖并監測由開(kāi)路、短路、或者其它電纜阻抗不連續產(chǎn)生的反射。發(fā)射脈沖及其反射波傳輸延時(shí)間隔大約為每英尺3.3ns,假設線(xiàn)傳輸速率為0.6c （光速的十分之六）。那么，在電子學(xué)上10ns時(shí)間分辨率可分辨出大約3英尺距離的不連續性?！?br />
接收到的脈沖幅度和發(fā)送脈沖幅度的比用于計算反射系數。知道反射系數和電纜阻抗就可以計算不連續阻抗，從這些信息可推斷出不連續的原因。同軸電纜在反射回路上對脈沖的衰減使其變得復雜，因此，軟件必須對此進(jìn)行補償，通常根據測量距離施加一個(gè)幅度修正?！　?br />
本應用中的ADC必須每個(gè)5ns轉換一次（200Msps）。盡管廠(chǎng)商可以提供這種ADC,但價(jià)格非常昂貴，而且功耗大，通常不適合便攜式應用?！?br />
實(shí)際應用中的手持式TDR模擬前端（圖8）能夠說(shuō)明上述觀(guān)點(diǎn)。為了便于說(shuō)明，這里沒(méi)有包括數字電路。盡管簡(jiǎn)單并且沒(méi)有特殊元件，該電路仍具有很好性能。能夠可靠地測量端接阻抗并且對于500英尺長(cháng)的電纜具有5%測量精度?？蓽y量長(cháng)達2000英尺的開(kāi)路或短路故障。重要的是，系統（包括顯示和數字電路）可在9V堿性電池下工作長(cháng)達20小時(shí)。[page]
 

圖8. 該時(shí)域反射計的模擬部分采用DAC/比較器代替ADC　　

圖8中比較器（IC3）采用單電源供電、地電位檢測以及僅10ns傳輸延遲。DAC （IC4）為雙通道器件，一方面用于脈沖高度測量，另一方面驅動(dòng)LCD對比度控制（如圖3）。注意DAC為反向驅動(dòng)；電流輸出端連接在一起由經(jīng)過(guò)緩沖的電壓基準驅動(dòng)，基準輸入作為電壓輸出（每路帶有一個(gè)外部放大器緩沖）?！　?br />
利用簡(jiǎn)單的脈沖單穩態(tài)電路（沒(méi)有列出）驅動(dòng)Q1基極，利用正向、持續時(shí)間為10ns的脈沖依次驅動(dòng)電纜。電纜的所有反射通過(guò)C3耦合到比較器?！　?br />
IC5為1.2V輸出帶隙基準，由放大器IC2d緩沖，為IC4雙路DAC提供基準電壓。該基準電壓被IC2c兩倍增益放大器放大后，為比較器同相輸入提供2.5V直流電平。DAC A在比較器反相輸入端施加一個(gè)0V至3.8V電壓。高于2.5V的電平用來(lái)判斷正向脈沖高度，低于2.5V的電平用來(lái)判斷負向脈沖幅度?！　?br />
每個(gè)輸入到傳輸線(xiàn)的脈沖還經(jīng)過(guò)了數字電路可變延遲線(xiàn)，該延遲線(xiàn)是由計數器控制的20ns延遲單元串接而成。來(lái)自數字部分經(jīng)過(guò)延遲的脈沖驅動(dòng)兩個(gè)觸發(fā)器（IC1a和IC1b）的D輸入端，觸發(fā)器由比較器互補TTL輸出輪流觸發(fā)。這樣，時(shí)間測量取決于返回脈沖和通過(guò)延遲線(xiàn)脈沖的競爭：如果D輸入比時(shí)鐘變化到來(lái)得早，觸發(fā)器輸出為高，否則，輸出為低?！　?br />
測量時(shí)，將DAC輸出設置為最低值并重復調整延遲，直到觸發(fā)器輸出保持為零，讀取計數器。同樣，測量返回脈沖高度時(shí)，重復調整DAC輸出直到觸發(fā)器輸出保持為零，然后讀取DAC.注意，兩個(gè)觸發(fā)器需要捕獲正脈沖和負脈沖的前沿。前沿是指正脈沖的上升沿和負脈沖的下降沿；如果兩個(gè)脈沖施加到一個(gè)觸發(fā)器，脈沖寬度可能產(chǎn)生所不期望的延遲。