中心議題:

• 電源高位跟蹤系統的組成和設計原理
• 測試該系統并得出結論
  

解決方案：

• 采用可控硅延時(shí)開(kāi)關(guān)的方式，提高電源效率
• 三角波幅度要適當小，保證三角波電壓的變化速率不致于明顯變緩

引言
具有效率高、重量輕、體積小、攜帶便利等優(yōu)點(diǎn)的開(kāi)關(guān)電源，迎合了當今市場(chǎng)的需求，成為直流穩壓電源的主流產(chǎn)品，但是其輸出電壓紋波大、不易檢修等缺點(diǎn)使得很多對電源要求較高或用于實(shí)驗教學(xué)、實(shí)驗測量等場(chǎng)合的電子部件不能使用開(kāi)關(guān)電源。而一般的工頻式穩壓電源，雖能滿(mǎn)足低紋波的性能要求，卻難以實(shí)現高效率、輕重量、小體積。

本方案在一定程度上解決了以上問(wèn)題，通過(guò)調整開(kāi)關(guān)延時(shí)，對穩壓電源調整管實(shí)現了輸入電壓對輸出電壓的無(wú)級高位跟蹤，從而大大提高了電源效率。也在一定程度上解決了重量、體積等問(wèn)題。

系統設計
系統電路由調整管(放大管)差壓轉換電路、差壓比較兼積分濾波電路、工頻電壓同步取樣電路、同步準三角波發(fā)生和放大電路、延時(shí)比較驅動(dòng)開(kāi)關(guān)、可控硅共同組成，總體設計原理圖如圖1所示。

圖1 電壓高位跟蹤系統總體設計原理圖

差壓轉換電路
差壓轉換電路主要由穩壓二極管D1和三極管Q1(9013)組成。

三極管9013給穩壓二極管提供一個(gè)基本恒定的直流電流(大約1mA～2mA)，穩壓二極管此時(shí)的導通電壓是3V(絕緣柵型大功率場(chǎng)效應管在2A時(shí)的飽和降壓是0.8V)。

差壓比較兼積分濾波電路
如圖2所示，穩壓二極管的下端通過(guò)100K降牡繾鑂1接在運算放大器U1A的反相輸入端，調整管的S(電源的正極輸出端)通過(guò)電阻 R2 接在運算放大器U1A的同相輸入端，與運算放大器I6共同組成比較器兼積分濾波器(輸出電壓變化速率控制在50V/s左右)。此時(shí)，當調整管集電極電壓的平均值高于發(fā)射極電壓3V時(shí)，就能使比較兼積分濾波器的輸入端處于過(guò)零比較狀態(tài)，比較電壓的差值會(huì )在輸出端以電壓的形式并以大約50V/s的速度反映出來(lái)，并加到延時(shí)比較開(kāi)關(guān)的同相輸入端。 

 
                     圖2 差壓比較兼積分濾波電路

同步三角波發(fā)生和放大電路
在如圖3所示的同步方波發(fā)生電路中，將工頻電壓同步取樣信號通過(guò)電阻 R7 加在運算放大器I3的反相輸入端，與同相輸入端的+3V參考電壓進(jìn)行過(guò)零比較，那么運算放大器的輸出端將得到脈沖寬度符合設計要求的方波電壓。

 
               圖3  同步方波發(fā)生電路

在如圖4所示的放大電路中，方波電壓與電阻R3、R4、電容C3 組成簡(jiǎn)單的準三角波發(fā)生器。為了保證三角波電壓的變化速率不致于明顯變緩，三角波幅度要適當小一些(大約達到最大值的1/5就可以了)，電壓幅度比較小的三角波產(chǎn)生以后，再通過(guò)同相放大器放大到電源電壓允許的最大范圍。

 
                    圖4  同步三角波發(fā)生和放大電路

延時(shí)比較開(kāi)關(guān)電路
圖5所示的電路中，延時(shí)比較開(kāi)關(guān)由運算放大器U4A組成。同步三角波輸入到運算放大器U4A的反相輸入端，差壓比較兼積分濾波電路的輸出電壓加到運算放大器U4A的同相輸入端進(jìn)行比較、整形。

 
                    圖5  延時(shí)比較開(kāi)關(guān)及可控硅電路

當調整管(放大管)漏極(集電極)電壓與源極(發(fā)射極)電壓之差的平均值小于3V 時(shí)，差壓比較兼積分濾波電路的輸出電壓會(huì )增大，延時(shí)比較開(kāi)關(guān)電路正向脈沖的啟動(dòng)時(shí)間會(huì )提前。反之，正向脈沖的啟動(dòng)時(shí)間就會(huì )向后延遲。從而使延時(shí)比較開(kāi)關(guān)輸出電壓的正向脈沖寬度起動(dòng)時(shí)間受差壓比較兼積分濾波器輸出的電壓控制，再加到可控硅的控制端K，對4700mF的大電容C3進(jìn)行受控延時(shí)導通。C3電容上的電壓由于充電啟動(dòng)時(shí)間和充電電壓所處位置的不同而得到不同的充電電壓。

 
                圖6 調整管在輸出大電壓、大電流
               (1990mA)時(shí)D極與S極的電壓跟蹤關(guān)系

可控硅輸入端的全波電壓低于C3電容電壓的時(shí)候，由于維持電流消失，可控硅自動(dòng)關(guān)斷。待下一個(gè)延時(shí)方波信號到達時(shí)，再重新導通。從而使調整管漏極(集電極)電壓的平均值始終保持在比源極(發(fā)射極)電壓高3V的水平。如電源輸出為+5V時(shí)，調整管輸入極就高位跟蹤到8V。

這樣，就可以使放大管的輸入極和輸出極電壓差始終控制在3V，從而大大減小了功率放大管的發(fā)熱量。

 
                圖7 調整管在輸出大電壓、小電流
               (100mA)時(shí)D極與S極的電壓跟蹤關(guān)系

              圖8 調整管在輸出大電流(1500mA)、
              小電壓時(shí)D極與S極的電壓跟蹤關(guān)系

 
                圖9 調整管在輸出小電流(50mA)、
               小電壓時(shí)D極與S極的電壓跟蹤關(guān)系
 
 
             圖10 輸出電流為1.87A時(shí)的紋波電壓

整機測試結果
對系統進(jìn)行整機測試，測試結果由普源存儲示波器導出，波形如圖6~圖10所示。
實(shí)驗測量結果：電源工作效率最大可以達到80.0% 。

結語(yǔ)
本系統的實(shí)驗測試結果表明，該方案能夠很好地實(shí)現高位跟蹤，客觀(guān)上解決了工頻式電源的效率問(wèn)題。