【導讀】要測試精密儀器儀表，需要使用超低失真、低噪聲、高性能的信號發(fā)生器。新的產(chǎn)品通常需要保證性能指標在較高的水平。有些參考設計（例如ADMX1002）利用高性能精密數模轉換器(DAC)簡(jiǎn)化了這一任務(wù)，這些轉換器具有出色的精度和分辨率水平。1此外，加入一種創(chuàng )新數字預失真算法可以進(jìn)一步增強測試信號的保真度，從而以低成本的小尺寸實(shí)現出色的低失真信號。
簡(jiǎn)介
隨著(zhù)精密模數轉換器(ADC)和高保真音頻設備（CODEC、MEMS麥克風(fēng)等）不斷發(fā)展，越來(lái)越需要在自動(dòng)化測試設備(ATE)中生成高性能的音頻和任意信號。要描述、驗證和測試這些設備的直流和交流特性，需要使用多種高性能儀器儀表，這導致開(kāi)發(fā)和生產(chǎn)測試成本增加，有時(shí)候會(huì )令人望而卻步或限制測試覆蓋范圍。
在可能的情況下，測試工程師會(huì )開(kāi)發(fā)內部解決方案作為替代方案，但這種做法非常耗費時(shí)間和資源。有些參考設計，例如ADMX1002超低失真信號發(fā)生器模塊，旨在提供一種替代方案，以加快這一開(kāi)發(fā)過(guò)程。
圖1.ADMX1002超低失真和低噪聲信號發(fā)生器。
ADMX1002解決了硬件和嵌入式軟件開(kāi)發(fā)挑戰。除了通過(guò)簡(jiǎn)單的串行接口簡(jiǎn)化設計復雜性以外，它還可以自動(dòng)生成多個(gè)正弦波和任意波形。此外，通過(guò)采用創(chuàng )新的數字預失真算法，ADMX1002進(jìn)一步提高了信號鏈中的DAC和放大器性能。
高性能混合信號測試需求
現代ADC和其他混合信號器件經(jīng)常需要使用一個(gè)源來(lái)測試高性能直流和交流特性。在所有情況下，源的性能都必須優(yōu)于被測設備(DUT)的性能。
執行直流測試是為了確保無(wú)失碼，并且驗證差分非線(xiàn)性(DNL)、積分非線(xiàn)性(INL)、偏置和增益誤差。這些測試需要利用低噪聲和高分辨率的直流耦合單發(fā)線(xiàn)性信號（例如斜坡信號）來(lái)表征INL和DNL性能。在這種類(lèi)型的測試中，需要達到高分辨率，以便執行ADC中的所有可用代碼。
交流測試驗證總諧波失真(THD)、信納比(SINAD)和無(wú)雜散動(dòng)態(tài)范圍(SFDR)等參數。這些測試通常使用超高質(zhì)量的信號音（正弦波）進(jìn)行，這意味著(zhù)，其中不能包含高于目標規格的任何諧波成分。為了完成這項任務(wù)，測試工程師可以采用定制的濾波器來(lái)消除測試信號中不需要的失真產(chǎn)物，但這會(huì )增加系統的復雜性和成本。但是，來(lái)自源的寬帶噪聲很難在相關(guān)信號周?chē)M(jìn)行濾波。來(lái)自源的噪聲需要低于被測ADC的本底噪聲，確保不會(huì )降低預期的測量目標。
下方的數據手冊匯總列出了高性能ADC的發(fā)布規格：AD4020/AD4021/AD4022、ADAQ23878和AD7134，如表1所示。根據此表，可以看出，我們的目標是得出優(yōu)于–123 dBc的THD。
表1.高性能精密ADC規格示例
Key Design Considerations for Low Distortion: Resolution and Linearity
低失真設計的關(guān)鍵考慮因素：分辨率和線(xiàn)性度
失真可以表示為在任何給定點(diǎn)上信號幅度的誤差。這些誤差導致信號偏離其理想的信號形狀。對于數字合成信號，想要準確表示相關(guān)信號的每個(gè)樣本，關(guān)鍵在于采用真正的高分辨率DAC，保證線(xiàn)性度達到最低有效位(LSB)。由于INL和DNL是量化轉換器與其理想轉換函數之間的偏差的指標，這些線(xiàn)性度誤差會(huì )直接影響到高保真信號的再現。
由于周期信號的失真通常用THD表示，我們需要量化分辨率和INL對THD的影響，以選擇合適的精密DAC。為了觀(guān)察低THD，需要采用低本底噪聲，這意味著(zhù)需要高信噪比(SNR)。從根本上說(shuō)，轉換器的信噪比受到量化噪聲的限制。一般認為，信噪比和分辨率的關(guān)系表達式如下所示
其中N為轉換器中可用的位數，fs為采樣率，BW為測量帶寬。2從表1可以看出，我們所需的信噪比至少要優(yōu)于100.5 dB，最好是其3倍，約為110 dB。假設帶寬達到第一個(gè)奈奎斯特區域，那么在110 dB信噪比時(shí)，所需的分辨率為18位。
接下來(lái)，我們需要量化INL和THD之間的關(guān)系。為此，我們假設DAC具有弱二階INL。它的轉換函數可以用以下這個(gè)多項式表示
其中y是DAC的輸出（單位：伏特），x是輸入代碼。第一項的系數a表示輸入代碼和輸出電壓的理想關(guān)系因數。第二項表示INL，其系數b比a小得多。使用此DAC生成余弦信號x(t) = cos(ωt)，會(huì )導致在輸出中
We can express the signal at the output of the DAC as
可以將DAC輸出端的信號表示為
第二項現在顯示第二次諧波失真(HD2)。這種關(guān)系表明，INL會(huì )對生成低失真信號產(chǎn)生基本限制。這一分析也適用于生成高階諧波失真分量的高階INL項。例如，增加幅度c的三階非線(xiàn)性項，導致在信號3中：
假設我們采用18位DAC（根據信噪比計算），以及2 LSB三階INL，那么三階諧波導致的失真預計為
這與我們優(yōu)于–123 dBc的設計目標相差甚遠。再增加兩個(gè)位，可以將這一失真再降低12 dB，達到–126 dBc。這意味著(zhù)，要實(shí)現我們的失真目標，至少需要1個(gè)具有20位分辨率的DAC。
信號產(chǎn)生路徑的設計
要設計一個(gè)能夠滿(mǎn)足失真和噪聲要求的源，首先需要幾個(gè)關(guān)鍵組件：DAC和其基準電壓電路?？梢允褂肁D5791 20位精密DAC達成這一目標。 它的高分辨率和線(xiàn)性度優(yōu)于1 LSB，保證在使用10 V輸出電壓時(shí)，能夠以高準確度再現誤差小于10 μV的信號電平。
圖2.ADMX1002框圖。
輸出信號路徑的簡(jiǎn)化示意圖如圖2所示。兩個(gè)AD5791采用相反的極性來(lái)實(shí)現全差分路徑，進(jìn)一步提高信噪比，并從接地引起的串擾中解耦相關(guān)信號。低噪聲基準電壓源（例如LTC6655）和AD8676精密運算放大器結合，提供每個(gè)AD5791的高線(xiàn)性雙極運行所需的正負基準電壓電平。
由于A(yíng)D5791采用高精度結構，在使用精密DAC生成信號時(shí)，遇到的常見(jiàn)挑戰在于代碼轉換期間生成的毛刺能源。4毛刺會(huì )使生成的信號的時(shí)域特征變形，給DUT提供多余的能量。對于周期信號，這些毛刺會(huì )在頻域中產(chǎn)生與基頻信號音諧波相關(guān)的雜散成分。要解決這一問(wèn)題，可以對毛刺能量進(jìn)行濾波，這會(huì )大大降低信號帶寬和源的建立時(shí)間。有一種更好的解決方案是基于采樣保持電路5實(shí)施去毛刺電路，且采用低電荷模擬注入開(kāi)關(guān)，例如ADG1236和AD8676運算放大器。
圖3顯示在使用去毛刺電路之后（頂部）和之前（底部）的10 kHz方波。底部曲線(xiàn)顯示AD5791輸出端出現的代碼轉換毛刺。DAC和去毛刺電路的更新速率為1 MHz。來(lái)自開(kāi)關(guān)的剩余電荷注入與產(chǎn)生的信號不是諧波相關(guān)的，可以被輸出端的重構濾波器輕松濾波。
圖3.去毛刺電路操作。時(shí)間標尺：5 μs/div靈敏度：5 mV/div測量帶寬：50 MHz。
從去毛刺電路生成的信號在到達輸出端之前，會(huì )被一個(gè)采用ADA4945-1全差分放大器(FDA)的多級六階低通濾波器濾波。這種高階重構濾波器用于消除來(lái)自去毛刺電路以及超出第一個(gè)奈奎斯特區域的鏡像中的剩余能量，該能量可能重新混疊到DUT的輸入頻譜中。6 ADA4945-1采用差分輸出來(lái)滿(mǎn)足現代ADC的輸入要求。此外，每個(gè)ADA4945-1只貢獻1.8 nV/√Hz噪聲，通過(guò)得到保證的0.5 μV/°C失調漂移實(shí)現高精度。
數字預失真
數字預失真(DPD)技術(shù)用于盡可能降低信號路徑中的分量帶來(lái)的非線(xiàn)性度。DPD需要事先知道需要修正的誤差值，以便在操作過(guò)程中從信號中減去這些誤差。所以，必須首先對信號路徑進(jìn)行測量。
量信號路徑誤差時(shí)的挑戰在于測量路徑的失真需要低于源路徑；否則，來(lái)自測量路徑的誤差將會(huì )增加到源中，使其性能降低。即使使用優(yōu)質(zhì)的ADC和放大器，這也很難實(shí)現。例如，作為一款20位ADC，LTC2378-20具有行業(yè)較高的內在線(xiàn)性度，可以保證±2 ppm INL，這是AD5791的INL的2倍。這意味著(zhù)不可能通過(guò)簡(jiǎn)單地將轉換函數的多個(gè)點(diǎn)數字化來(lái)測量源路徑的轉換函數誤差。我們需要一種更好的方法。
ADMX1002采用一種專(zhuān)利DPD算法，提高了用于糾正源誤差的測量路徑的線(xiàn)性度。因為目標是降低正弦波形的失真，所以源會(huì )在測量階段生成一個(gè)單頻信號音。位于A(yíng)DC之前的DPD檢測路徑增強了基于這種信號的路徑的總體線(xiàn)性度。
利用波形的多個(gè)數字化段來(lái)重建數字域中的信號，然后與數學(xué)模型進(jìn)行比較。從該操作中提取校正參數，并將其用于生成正弦波。這個(gè)過(guò)程需要進(jìn)行多次迭代，以排除可能破壞結果的隨機誤差。一旦該算法確定了最佳校正，它會(huì )停止，并將最后一次迭代中使用的參數存儲起來(lái)，用于信號生成。該算法的簡(jiǎn)化流程圖如圖4所示。
圖4.ADMX1002中采用數字預失真產(chǎn)生的波形。
由于該校正特定于正在生成的信號，所以必須為具有不同幅度和頻率的任何其他信號執行此分析。為了縮短在A(yíng)TE系統中設置不同波形所需的時(shí)間，可以將處理后的波形數據存儲在板載閃存中，以便隨時(shí)調取。ADMX1002可以存儲多達15種不同的波形，也包括雙音或任意模式。
沒(méi)有DPD的信號鏈的失真和噪聲性能如圖5的頻譜所示。在同樣的裝置中，DPD算法的效果如圖6所示，其THD總值超過(guò)–130 dBc。比起不帶DPD的硬件得出的–115 dBc，實(shí)現了15 dB改善。
圖5.ADMX1002的頻譜，生成2 V rms，1 kHz，不帶DPD。
圖6.ADMX1002的頻譜，生成2 V rms，1 kHz，帶DPD。
除了DPD算法，幅度校正算法使用DPD檢測路徑來(lái)補償重構濾波器對源路徑施加的衰減。
整個(gè)系統的處理、連接和控制均是通過(guò)SoC執行的，其中包括帶有Arm?核心處理器的FPGA結構。執行的任務(wù)包括：
● 波形頻率合成
● 預失真算法執行
● 非易失性模式存儲器管理
● 去毛刺電路的精準時(shí)間控制
● 數據流傳輸到數模轉換器
● 模擬前端開(kāi)關(guān)的控制
● 電源軌控制和排序
● 主機接口：SPI、狀態(tài)、并行控制
額外的DDR3 SDRAM支持SoC處理任務(wù)，例如直接將數據流傳輸至數據轉換器。
為系統供電
在將所有組件組合在一起時(shí)，硬件設計師始終會(huì )面臨在整個(gè)系統中布設高性能電源軌的現實(shí)問(wèn)題。數字組件通常需要在負載點(diǎn)調節多個(gè)低壓電源軌，而模擬和混合信號器件需要與數字組件的功率轉換適當解耦，并使用低噪聲電源軌供電。為了簡(jiǎn)化這一任務(wù)，ADMX1002集成一個(gè)完整的電源子系統，由低壓差(LDO)調節器和電力監控器組成，從而無(wú)需生成多個(gè)電源軌。
LDO調節器消除了來(lái)自上游開(kāi)關(guān)模式電源的多余紋波，防止敏感的模擬電路拾取原本會(huì )在輸出頻譜中觀(guān)察到的雜散。此外，SoC的關(guān)鍵電源軌是使用LTC2962來(lái)監控的，該器件可以生成電源良好信號，供主機系統輪詢(xún)以用于診斷?？傮w來(lái)說(shuō)，ADMX1002只需要主機提供三條大功率電源軌：+3.3 V、+9.0 V和–9.0 V。簡(jiǎn)化的電力樹(shù)如圖7所示。
圖7.ADMX1002電力樹(shù)。
使用LTM8049之后，從正極電源軌（例如計算機測試系統中的常用電源軌+12 V）生成低噪聲±9.0 V電源軌的操作會(huì )很簡(jiǎn)單，無(wú)需使用外部磁性組件或復雜的布局。同樣，可以使用LTM8063將電壓從+12 V降低至+3.3 V?？梢允褂妙~外的LDO穩壓器（例如ADM7172-3.3、LT1965和LT3015）確保紋波電流不會(huì )流入緊湊型ADMX1002中，保持干凈的輸出頻譜。該配置如圖8中的框圖所示，在EVAL-ADMX1002FMCZ評估板得到采用。
圖8.EVAL-ADMX100XFMCZ電力樹(shù)。
結論
本文證實(shí)，利用精心設計的信號路徑和信號處理技術(shù)，可以滿(mǎn)足對ADC和音頻測試的要求。要實(shí)現這一目標，需要使用高分辨率DAC，注意確保沒(méi)有毛刺進(jìn)入輸出，并實(shí)施帶有低失真放大器的重構濾波器。通過(guò)實(shí)施利用混合信號算法優(yōu)化的數字反饋路徑，可以進(jìn)一步改善性能，以實(shí)現準確的信號重構。此外，可以通過(guò)一種創(chuàng )新的數字預失真算法提取諧波失真信息，用于合成波形，以補償源路徑中的失真。
參考資料
1 Patrick Butler，“近乎完美的DDS正弦波信號音生成器?！盇DI公司，2019年12月。
2 Walt Kester，“MT-001教程：揭開(kāi)一個(gè)公式(SNR = 6.02 N + 1.76 dB)的神秘面紗，以及為什么我們要予以關(guān)注?！保ˋDI公司，2009年）
3 Behzad Razavi，《射頻微電子學(xué)》，第2版。2011年9月。
4 Miguel Usach和Martina Mincica，“AN-1444應用筆記：精密DAC連續更新需考慮的二階效應?！盇DI公司，2017年1月。
5“MT-090教程：采樣保持放大器?！保ˋDI公司，2009年）
6“為何DDS需要配備重構濾波器？”Analog Devices, Inc.
Brandon、David和Ken Gentile，“AN-837：基于DDS的時(shí)鐘抖動(dòng)性能與DAC重構濾波器性能的關(guān)系?！盇DI公司，2006年12月。
Kester, Walt.“MT-003教程：了解SINAD、ENOB、SNR、THD、THD + N、SFDR，不在本底噪聲中迷失?！保ˋDI公司，2009年）
Kester, Walt.“MT-017教程：過(guò)采樣插值DAC?！保ˋDI公司，2009年）
關(guān)于A(yíng)DI公司
Analog Devices, Inc. (NASDAQ: ADI)是全球領(lǐng)先的半導體公司，致力于在現實(shí)世界與數字世界之間架起橋梁，以實(shí)現智能邊緣領(lǐng)域的突破性創(chuàng )新。ADI提供結合模擬、數字和軟件技術(shù)的解決方案，推動(dòng)數字化工廠(chǎng)、汽車(chē)和數字醫療等領(lǐng)域的持續發(fā)展，應對氣候變化挑戰，并建立人與世界萬(wàn)物的可靠互聯(lián)。ADI公司2022財年收入超過(guò)120億美元，全球員工2.4萬(wàn)余人。攜手全球12.5萬(wàn)家客戶(hù)，ADI助力創(chuàng )新者不斷超越一切可能。更多信息，請訪(fǎng)問(wèn)www.analog.com/cn。
關(guān)于作者
Gustavo Castro是馬薩諸塞州威明頓市儀器儀表事業(yè)部的系統架構師。2011年加入ADI公司之前，他在National Instruments為自動(dòng)化測試設備設計高性能數字萬(wàn)用表和精密源表，時(shí)間長(cháng)達10年。他在精密測量和電子儀器儀表的模擬、混合信號以及算法設計領(lǐng)域貢獻了多項專(zhuān)利。Gustavo擁有墨西哥蒙特利技術(shù)學(xué)院電子系統學(xué)士學(xué)位和美國東北大學(xué)微系統與材料碩士學(xué)位。聯(lián)系方式：gustavo.castro@analog.com。
作者：Gustavo Castro，系統應用工程師
免責聲明：本文為轉載文章，轉載此文目的在于傳遞更多信息，版權歸原作者所有。本文所用視頻、圖片、文字如涉及作品版權問(wèn)題，請聯(lián)系小編進(jìn)行處理。
推薦閱讀：
MCU解決800V電動(dòng)汽車(chē)牽引逆變器的常見(jiàn)設計挑戰的3種方式
