【導讀】一般而言，在高輸出電流隔離式DC-DC電源應用中，使用 同步整流器（尤其是MOSFET）是主流趨勢。高輸出電流還 會(huì )在整流器上引入較高的di/dt。為了實(shí)現高效率，MOSFET 的選擇主要取決于導通電阻和柵極電荷。
一般而言，在高輸出電流隔離式DC-DC電源應用中，使用 同步整流器（尤其是MOSFET）是主流趨勢。高輸出電流還 會(huì )在整流器上引入較高的di/dt。為了實(shí)現高效率，MOSFET 的選擇主要取決于導通電阻和柵極電荷。然而，人們很少 注意寄生體二極管反向恢復電荷(Qrr)和輸出電容(COSS)。這 些關(guān)鍵參數可能會(huì )增大MOSFET漏極上的電壓尖峰和振鈴。 一般而言，隨著(zhù)MOSFET擊穿電壓額定值的增大，導通電阻 也會(huì )增大。本文提出一種數控有源鉗位吸收器。該吸收器 既可消除同步整流器上的電壓尖峰和振鈴，還能發(fā)揮設計 指南作用；在隔離式DC-DC轉換器（如半橋和全橋拓撲結 構）中擁有多種其他優(yōu)勢，同時(shí)還能提高可靠性，降低故 障率。
簡(jiǎn)介
人們總是希望使用平均故障間隔時(shí)間(MTBF)較高的高可靠性電 源。要打造穩健的設計，可以使用額定擊穿電壓較高的開(kāi)關(guān)。 但這樣做會(huì )喪失一定的效率。因此，高效率和高可靠性在實(shí)際應用中往往不可兼得。作為新一代電源解決方案的一部分，工 業(yè)界一直對高效率隔離式DC-DC轉換器保持著(zhù)穩定的需求。這 就要求在副邊使用同步整流器。整流器的額定值一般是器件電 壓尖峰的1.2至1.5倍。電壓尖峰由漏感、寄生走線(xiàn)電感和整流 器輸出電容(COSS)形成的諧振所導致，諧振峰值可能高達整流器 穩態(tài)反向電壓的兩倍。一種解決方案是用無(wú)源吸收器充當RC1或 RCD2。雖然這些器件非常流行，但有損耗，會(huì )導致效率略微下 降。用于制造無(wú)損吸收器的部分技術(shù)采用的是再生吸收器（如 LCD3），但吸收器僅用于原邊開(kāi)關(guān)，或者只在電源開(kāi)關(guān)關(guān)閉而 非開(kāi)啟期間使用RC吸收器。其他技術(shù)4,5運用泄漏電能來(lái)驅動(dòng)小 型高效率轉換器，饋入輸出電壓終端。但這要求使用更多的元 件。其他技術(shù)6則將有源鉗位吸收器用于全橋相移拓撲結構，以 便消除在ZVS軟開(kāi)關(guān)應用中由原邊諧振電感導致的諧振，但僅 限于低占空比應用。
本文將深入探討有源鉗位吸收器電路及其數字實(shí)現方式，該吸 收器電路可以避免電壓偏移，特別是能消除MOSFET中寄生二極 管的反向恢復損耗，還具有多種其他優(yōu)勢。轉換器（僅副邊） 功率級示意圖如圖1所示。
圖1. 功率轉換器副邊（圖中所示為有源鉗位）
圖1展示的是一款隔離式DC-DC轉換器的副邊。副邊由同步整流 構成，同步整流表現為連接變壓器的H-橋。另外還有輸出濾波 器電感(LOUT)和輸出濾波器電容(COUT)。有源鉗位開(kāi)關(guān)是一個(gè)P溝道 MOSFET，用于轉換柵極信號電平的柵極驅動(dòng)由一個(gè)電容和一個(gè) 二極管構成。
高頻等效電路
在高頻視圖中，大電感和大電容分別處于開(kāi)路和短路狀態(tài)，電 路分析中只使用寄生和諧振電感及電容。利用這種方法可以簡(jiǎn) 化電路，以便分析交流電流。該方法特別適用于諧振拓撲結構 和使用吸收器的場(chǎng)合，因為在緩沖周期中，高頻電流會(huì )選擇阻 抗最低的路徑。
電路的交流視圖如圖2所示。輸出濾波電感和電容分別處于開(kāi) 路和短路狀態(tài)。在電路中，MOSFET的輸出電容和漏電電感保持 原樣。重點(diǎn)是轉換器的副邊，因為原邊電壓源已短路并且對分 析無(wú)用。
圖2. （左）功率轉換器副邊AC視圖（圖中所示為有源鉗位）（右）簡(jiǎn)化的AC視圖。
同步FET有源鉗位電路的工作原理
在分析中，我們假設，吸收器電容足夠大，能維持電壓恒定不 變。在續流間隙（在圖3中，SR1和SR2均開(kāi)啟），四個(gè)副邊開(kāi) 關(guān)(MOSFET)全部開(kāi)啟。受有限上升和下降時(shí)間以及柵極驅動(dòng)信 號傳播延遲變化的影響，同步整流器信號之間始終存在較短的 死區時(shí)間。在該死區時(shí)間期間，MOSFET的寄生二極管會(huì )導通以 續流。其后是下一半開(kāi)關(guān)周期，此時(shí)，原邊MOSFET的另一個(gè)引 腳啟動(dòng)。這會(huì )導致變壓器繞組上的極性發(fā)生變化，同時(shí)關(guān)閉同 步整流器體二極管。然而，只要反向恢復電荷(Qrr)未耗盡，同 步MOSFET的寄生二極管就不會(huì )關(guān)閉。方向如圖2所示。該Qrr被 視為作為前沿尖峰從變壓器反映到原邊的多余電流。這還會(huì )增 大同步MOSFET漏極上的電壓尖峰。反向恢復電荷的大小由下式 計算得到：
圖3
圖4a. trr間隔捕獲反向恢復能量期間的工作情況
圖4b. 負載中釋放的能量
漏電電感和走線(xiàn)電感（極性如圖2所示）導致的電壓尖峰由有 源鉗位吸收器吸收。有源吸收器開(kāi)關(guān)可以在寄生二極管開(kāi)啟后 在ZVS時(shí)打開(kāi)。然而，當有源鉗位吸收器開(kāi)啟時(shí)，吸收器電容會(huì ) 吸收反向恢復電流并把捕獲的能量重新注入副橋和負載中。由 于通過(guò)吸收器電容的凈電流為零，所以只要轉換器工作于穩態(tài) 下，吸收器就會(huì )維持電荷平衡。
設計指南
1. 估算漏電電感
讓轉換器在無(wú)吸收器的條件下工作，測量同步MOSFET漏極上振 鈴電壓尖峰的諧振頻率和周期(f1)。另外，測量原邊電流波形上 的前沿尖峰（應等于trr）。要估算漏電電感，要使電容的已知 值(C2)至少比MOSFET漏極/源極電容大一個(gè)數量級。用下式測量 振鈴頻率(f2)，計算電容(COSS)和漏電(LLK)電感：
2. 選擇有源鉗位吸收器電容
選擇一個(gè)輸出電容至少為同步MOSFET輸出電容10至100倍的吸 收器電容。這是因為有源吸收器開(kāi)關(guān)會(huì )有一條低阻抗路徑。然 而，吸收器電容的選擇必須做到：
其中，Ts為開(kāi)關(guān)周期。
在下列最小延遲條件下打開(kāi)有源鉗位吸收器：
這兩項為驅動(dòng)器的傳播延遲和原邊MOSFET的驅動(dòng)信號上升時(shí) 間。這個(gè)時(shí)序非常重要，因為必須捕獲MOSFET體二極管的全部 反向恢復能量。該時(shí)間取決于同步MOSFET體二極管的反向恢復 特性（Qrr、trr、Irr），可能隨器件上的溫度、負載電流和反向電 壓等因素而變化。延遲時(shí)間和吸收器導通時(shí)間可以用本文所述 方法精確設置以針對不同的開(kāi)關(guān)特性進(jìn)行優(yōu)化。
確定鉗位電容值的另一種方法是使用以下公式。該公式基于諧 振周期，在此期間，將漏電電能釋放到鉗位電容中。
該值的范圍為：
為了避免在第1點(diǎn)上觀(guān)察到過(guò)多的振鈴，導通時(shí)間應不超過(guò)一個(gè) 或兩個(gè)諧振周期，否則，會(huì )出現過(guò)多的連續振鈴?；蛘?，吸收 器的導通時(shí)間可以取上面第1點(diǎn)中觀(guān)察到的前沿尖峰的導通時(shí)間 的近似值（如trr）。過(guò)多的導通時(shí)間只是會(huì )導致能量再諧振幾 個(gè)周期，可以在原邊電流波形中看到這一點(diǎn)（圖8和圖9）。
3. 選擇吸收器開(kāi)關(guān)
(1)的一個(gè)簡(jiǎn)化版本是使用MOSFET數據手冊中的最差條件限值。 以下公式更加詳細地展現了電容中電流的情況：
使用因子2是因為考慮的只是半個(gè)開(kāi)關(guān)周期，對于全橋或半橋 拓撲結構，該過(guò)程發(fā)生兩次。另外，在圖1中，由于兩個(gè)開(kāi)關(guān) 關(guān)閉，所以反向恢復電荷會(huì )增加一倍。因此，總電流為：
其中，在全橋配置下，C為2；在中心抽頭配置下，C為1；N為 并聯(lián)的MOSFET數目。這是通過(guò)有源吸收器開(kāi)關(guān)的平均電流。
數字實(shí)現
有源鉗位吸收器的數字實(shí)現有兩個(gè)控制：控制1是吸收器延 遲（自觸發(fā)器邊沿的吸收器PWM邊沿中的可調延遲）?？刂? 為吸收器PWM導通時(shí)間。觸發(fā)點(diǎn)為H橋對邊引腳原邊PWM上升 沿的邏輯OR（如OUTC和OUTD）。吸收器PWM并不要求像主控 PWM分辨率一樣高的分辨率（如125 ps）。結果，觸發(fā)所需時(shí) 鐘能支持較慢的速率（5 ns分辨率），這樣還能節能（40倍系 數）。這一概念也可以運用到副邊上有中心抽頭的功率轉換拓 撲結構。另外，該概念也可以用于單個(gè)開(kāi)關(guān)，在這些開(kāi)關(guān)中， 每個(gè)功率晶體管上會(huì )放置一個(gè)分立式有源鉗位開(kāi)關(guān)吸收器單 元。在這種情況下，有源鉗位FET的驅動(dòng)信號取自同步整流器 的下降沿。
圖5. 吸收器PWM的數字實(shí)現
ADP1055數字控制器提供了實(shí)現這一目標的必要工具。借助直觀(guān) 簡(jiǎn)單的圖形用戶(hù)界面，只需幾分鐘就能完成有源鉗位吸收器的 優(yōu)化。ADP1055提供了兩個(gè)選項來(lái)設置吸收器PWM，即通過(guò)SR1 和SR2的邏輯組合或通過(guò)OUTC和OUTD信號的邏輯組合。在兩種 情況下，可以用兩個(gè)選項配置吸收器PWM，如圖6和圖7所示。 在上述所有情景下，都可以用吸收器延遲（設置死區時(shí)間）和 吸收器導通時(shí)間微調優(yōu)化參數。借助兩個(gè)信號的邏輯組合和極 性選擇功能，用戶(hù)完全可以自由地選擇適當的吸收器組合。
圖6. 使用選項1（SR1和SR2）的吸收器時(shí)序
圖7. 使用選項2（OUTC和OUTD）的吸收器時(shí)序
全橋拓撲結構的實(shí)驗結果
為了進(jìn)行實(shí)驗驗證，選擇的隔離式DC-DC轉換器，其額定輸入 為48 V，額定輸出為12 V、20 A，開(kāi)關(guān)頻率為125 kHz。拓撲結構 為全橋，帶一個(gè)副邊，如圖1所示。
圖8展示了使用不正確的吸收器導通時(shí)間會(huì )導致多余振鈴，同時(shí) 還展示了同步MOSFET的振蕩漏極電壓，后者也反映在原邊電流 中。前沿尖峰也很?chē)乐?，?huì )導致不必要的EMI。
圖8. 過(guò)多的吸收器導通時(shí)間
圖9所示為優(yōu)化的吸收器導通時(shí)間，其中，在同步MOSFET的漏 極電壓上無(wú)振鈴。同時(shí)，前沿尖峰也幾乎消除了。
圖9. 優(yōu)化的吸收器時(shí)序
圖10所示為同步MOSFET在有源鉗位吸收器不存在條件下的漏 極電壓。電壓偏移可能非常嚴重，達穩態(tài)電壓的1.5倍，并且 MOSFET有可能進(jìn)入雪崩條件。
圖10. 不存在有源鉗位吸收器
圖11所示為有源鉗位吸收器的有效性。前沿尖峰被完全消除， MOSFET漏極上無(wú)振鈴。
圖11. 存在有源鉗位吸收器
圖12. 0 A負載條件下的吸收器有效性
綠線(xiàn)：SR漏極，10 V/div
藍線(xiàn)：鉗位FET柵極-源極電壓，5 V/div
黃線(xiàn)：負載電流，10 A/div
圖13. 20 A負載條件下的吸收器有效性
綠線(xiàn)：SR漏極，10 V/div
藍線(xiàn)：鉗位FET柵極-源極電壓，5 V/div
黃線(xiàn)：負載電流，10 A/div
半橋拓撲結構的實(shí)驗結果
對半橋拓撲結構進(jìn)行了額外的實(shí)驗驗證，額定輸入為48 V，額 定輸出為9 V、200 W，開(kāi)關(guān)頻率為180 kHz。
圖14. 有源鉗位吸收器禁用
紅線(xiàn)：SR1漏極，5 V/div
藍線(xiàn)：SR2漏極；5 V/div
綠線(xiàn)：吸收器PWM，5 V/div
圖15. 有源鉗位吸收器使能
紅線(xiàn)：SR1漏極，5 V/div
藍線(xiàn)：SR2漏極；5 V/div
綠線(xiàn)：吸收器PWM，5 V/div
圖16. 有源鉗位吸收器條件下軟啟動(dòng)期間的SR漏極波形
黃線(xiàn)：吸收器FET柵極-源極電壓，5 V/div
紅線(xiàn)：SR1漏極，10 V/div
藍線(xiàn)：SR2漏極，10 V/div
綠線(xiàn)：輸出電壓，2 V/div
圖17. 有源鉗位吸收器條件下軟啟動(dòng)期間的SR漏極波形
黃線(xiàn)：吸收器FET柵極-源極電壓，5 V/div
紅線(xiàn)：SR1漏極，10 V/div
藍線(xiàn)：SR2漏極，10 V/div
綠線(xiàn)：輸出電壓，2 V/div
圖18. 短路測試過(guò)程中的SR漏極電壓
黃線(xiàn)：負載電流，5 A/div
紅線(xiàn)：SR1漏極，10 V/div
藍線(xiàn)：SR2漏極，10 V/div
綠線(xiàn)：輸出電壓，2 V/div
布局考慮
圖8所示為上述半橋拓撲結構的布局。關(guān)鍵點(diǎn)是通過(guò)縮短環(huán)路 或將其限制在較窄區域，減小鉗位環(huán)路的寄生電感。否則會(huì )降 低鉗位的有效性，并在鉗位周期內導致高頻振鈴。
圖19. 有源鉗位吸收器布局
結論
本文展示了有源鉗位吸收器電路在隔離式DC-DC轉換器高 輸出電流應用中的數字實(shí)現方式。提出的有源-鉗位方案 具有多種優(yōu)勢，比如更低的鉗位電壓，可以降低MOSFET 額定擊穿電壓， 從而提高效率。同時(shí)還消除了振鈴， 結 果可以減少電磁干擾(EMI)。這是一種低成本的簡(jiǎn)單電路， 驅動(dòng)方案也很簡(jiǎn)單。另外， 與需要額外電感的其他有源 吸收器相比，還可以節省PCB板空間。整體而言，電源的 可靠性得到了大幅提升。此外， 消除了前沿尖峰， 結果 降低了對原邊開(kāi)關(guān)的壓力。另外， 更高的效率可以降低 發(fā)熱量， 這對散熱困難的受限區域中的模塊非常有用。
ADP1055數字控制器提供了實(shí)現上述任務(wù)的必要工具，無(wú)需編寫(xiě) 復雜的程序或代碼。ADP1055還支持多種其他功能，比如黑盒、 軟停、命令掩碼、非線(xiàn)性增益等。
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