噪聲源或干擾源一般有兩種，根據其耦合進(jìn)主信號的方式，分為共模噪聲和差模噪聲兩種，如圖1所示。

圖1.噪聲源

 

二者中危害較小是共模噪聲，它會(huì )同時(shí)耦合到系統GND信號和激勵信號中，這主要是由電纜與真實(shí)GND間的偶極天線(xiàn)效應造成的。這種情況不會(huì )使信號減弱，因為噪聲同時(shí)耦合進(jìn)兩個(gè)通道，而且幅度相似。問(wèn)題在于，共模噪聲會(huì )產(chǎn)生信號失調，使真實(shí)GND升高，結果導致兩種不良效應。首先，如果間接折合到真實(shí)GND（比如，通過(guò)金屬箱保護傳感器時(shí)），則可能使負載飽和。其次，可能產(chǎn)生電弧，結果會(huì )損壞傳感器。在激勵惠斯登電橋時(shí)，共模噪聲尤其麻煩，因為輸出信號需要由控制器進(jìn)行處理，通常是用到一個(gè)儀表放大器，而這種放大器的CMRR有限，結果可能會(huì )放大噪聲。

 

使用低通濾波器（如RC濾波器），或者使用共模扼流圈來(lái)過(guò)濾輸入信號，可以減少共模噪聲。重要的是，不對稱(chēng)衰減的共模噪聲會(huì )產(chǎn)生差模噪聲。在實(shí)際應用中，不對稱(chēng)衰減的一個(gè)例子是低通濾波器；用一個(gè)電阻和電容實(shí)現截止頻率，但受元件容差影響，兩條線(xiàn)路中的截止頻率不一樣。

 

第二種，也是最麻煩的噪聲是差模噪聲，這種噪聲是在激勵與系統GND之間耦合的。該噪聲之所以會(huì )耦合到信號中，是因為系統GND與充當天線(xiàn)的信號電纜之間存在電流環(huán)路。在部分應用中（如化學(xué)分析），出于安全考慮，傳感器有時(shí)置于獨立于控制器的腔室中。這種設置會(huì )導致數十或數百米的電流環(huán)路，結果，任何磁通量都可能在信號中導致電流噪聲，從而使數據遭到破壞。為了減少差模噪聲的影響，建立使用鐵氧體材料來(lái)過(guò)濾高頻輻射信號，在控制器與傳感器之間采用星型連接，同時(shí)還要使用屏蔽電纜。

 

兩種情況下，如果該噪聲足夠大，設備甚至可能會(huì )因為電氣過(guò)應力而受損。當負載為電機或熒光燈時(shí)，尤其如此，這樣的負載構成一種強大的電磁兼容性/干擾(EMC/EMI)源；原因有二，分別為物理電磁元件和所產(chǎn)生信號的性質(zhì)。一種較好的做法是使用EMC/EMI抑制器，如ESD保護裝置，以確保系統能維持一定的穩定水平。

 

在實(shí)現部分前述方法時(shí)，主要后果是與元件相關(guān)的電容。甚至電纜也會(huì )含有寄生電容，因此不能忽略。寄生電容與電纜的長(cháng)度、類(lèi)型和類(lèi)別成比例，如表1所示。

表1.不同電纜類(lèi)型比較

 

集成式緩沖電壓DAC，如AD5683R或AD5686R，可提供高壓擺率、高帶寬，而且功耗更低，功耗已成為業(yè)界的一個(gè)主要關(guān)注點(diǎn)，原因多種多樣，比如電路板溫度的降低、電路板組件數量的增加（不增加功率）、功效的提高等。結果，內部放大器的阻抗ZO（開(kāi)環(huán)阻抗）變大（不要與閉環(huán)阻抗ZOUT相混淆），對最大負載電容形成限制。

 

如果與運算放大器輸出相連的電容超過(guò)最大允許值，結果會(huì )影響運算放大器的穩定性，可能導致放大器振鈴和振蕩。

 

 

1.RSHUNT法

 

2.外部負載網(wǎng)絡(luò )補償（緩沖電路）法

 

RSHUNT法需要的外部組件最少，其背后的原理相對簡(jiǎn)單；通過(guò)在運算放大器與負載之間放置分立式電阻使二者相隔離。

 

RSHUNT在反饋網(wǎng)絡(luò )的傳遞函數中增加一個(gè)零，結果使閉環(huán)在高頻下能保持穩定。選擇的這個(gè)零應至少比GBP（增益帶寬積）低一個(gè)十倍頻程。但這里的問(wèn)題是，DAC的技術(shù)規格不包括這個(gè)數字，原因是其不相關(guān)，因為內部運算放大器充當的是緩沖器。

 

在這種情況下，根據經(jīng)驗法則，應該選擇一個(gè)盡量小的值，以減少電阻的影響；其范圍一般在5 Ω至50 Ω之間。如果使用該方法，負載電壓會(huì )下降，因為這種方法在物理上實(shí)現為一個(gè)電阻分壓器，會(huì )影響其他規格，比如，壓擺率降低，建立時(shí)間延長(cháng)等。結果，DAC在負載或傳感器端的整體性能會(huì )下降。

 

通過(guò)增加RSHUNT值，阻尼比(ζ)也會(huì )隨之增加，使其成為一種合適的電機驅動(dòng)方法；但是，當負載幅度較小且電壓軌較低時(shí)（如惠斯登電橋激勵），不建議使用這種方法，因為可能導致幅度大幅下降。減小電壓范圍，比如，使用阻抗為1 kΩ的5 V供電軌，結果，降幅為2.5%左右，如圖2所示。

圖2.RSHUNT法

緩沖法（或RC分路法）不會(huì )減小負載電壓范圍，因而是低電壓應用的首選方法。這種方法背后的原理略有不同。緩沖網(wǎng)絡(luò )會(huì )減小靠近振蕩頻率的負載阻抗，使負載的實(shí)部低于虛部，結果改變相位。

 

正確元件值的選擇方法需要憑經(jīng)驗確定，要分析與負載相連的DAC的瞬態(tài)響應。

 

一般地，計算的前提是緩沖器GBP低于1 MHz。這種情況下，設電纜寄生電容為47 nF，

 

 

 

 

圖3.緩沖法

 

緩沖法和分路法對于補償或隔離容性負載十分有用，當負載或傳感器需要遠程激勵時(shí)，可使DAC保持穩定。

 

以上示例均基于A(yíng)D5683R DAC。這款器件采用超小封裝，整體性能卓越，并且擁有2 LSB INL @ 16位、35 mA驅動(dòng)能力，集成了基準電壓源，更有高達4 kV ESD的魯棒性，眾多優(yōu)點(diǎn)使其成為負載或板外傳感器激勵的理想DAC。