一位同事曾經(jīng)問(wèn)道，“測試中我該如何測量微伏電壓？”高精度直流電壓測量可能十分復雜。測量過(guò)程中，時(shí)間就是金錢(qián)。因此，實(shí)現快速準確的測量一直是一項挑戰。
傳統的優(yōu)化技術(shù)采用了高精度放大器電路和速度更快的測量裝置。要在最短的時(shí)間內實(shí)現最佳測量，上述二者仍然是必要條件，但尚不足夠。穩定延遲時(shí)間和信號噪聲之間的逆反關(guān)系取決于測量裝置驅動(dòng)電路的等效噪聲帶寬。被測器件（DUT）和測量?jì)x器定義了系統特性，把穩定延遲時(shí)間和寬帶噪聲緊密聯(lián)系在了一起。
如果電路帶寬為零，噪聲也將為零，我們可能利用一個(gè)樣本來(lái)進(jìn)行測量，但電路將永不會(huì )穩定，直流誤差將達100%。因而，過(guò)低的帶寬將造成測量時(shí)間過(guò)長(cháng)。另一方面，如果電路的帶寬無(wú)窮大，穩定延遲時(shí)間將為零，不過(guò)寬帶噪聲也將是無(wú)窮大，這樣我們就缺乏足夠的測量值來(lái)進(jìn)行平均。于是，放大器速度越快，高精度下電壓測量所需的時(shí)間實(shí)際上可能反而越長(cháng)。
讓我們來(lái)探討一下這種關(guān)系。在測試序列中，DUT的輸出必須在一個(gè)電壓階躍之后穩定在預定義的誤差范圍內。假設是單極階躍響應，穩定時(shí)間將直接取決于帶寬的大小。
每一次電壓測量都包含有DUT、放大器和電阻產(chǎn)生的寬帶噪聲。放大器產(chǎn)生電壓電流噪聲；電阻產(chǎn)生Johnson噪聲。由于濾波器的滾降特性不是無(wú)限陡峭的，在–3dB截止值之后的區域，噪聲變得不太重要。有效噪聲帶寬把這一區域的噪聲也考慮在內了。
若定寬帶噪聲和有效噪聲帶寬一定，則所需的樣本數量由測量容許誤差決定?；窘y計給出了噪聲數量一定時(shí)，要獲得98%的置信水平所需要的平均樣本數量。平均值的這種偏差反映了單直流電壓測量的可重復性。實(shí)現高分辨率測量的問(wèn)題很多，本文無(wú)法面面俱到。下面我們將討論解決總體問(wèn)題的重要性。
穩定延遲時(shí)間。如果電路中的某個(gè)元件存在穩定時(shí)間問(wèn)題，就會(huì )增加了總體的測量時(shí)間。壓擺率有限是常見(jiàn)的原因。一般總是采用小信號穩定時(shí)間來(lái)計算。電介質(zhì)吸收是一個(gè)有害問(wèn)題，故需謹慎選擇濾波器電容。
穩定目標。這些目標值的設定很容易過(guò)于偏小，如0.0001%，結果引起測量時(shí)間的動(dòng)態(tài)增加。由于目標受步進(jìn)大小影響，在步進(jìn)大小為測量動(dòng)態(tài)范圍的一小部分時(shí)，應采用較大的目標?？赡苄枰獙Σ煌臏y量序列分別設置帶寬。
誤差電壓。對所有測量值來(lái)說(shuō)，容許誤差電壓往往設置得太小。統計數據表明，若使用若1.6的Student T表值，98%的時(shí)間內測量偏差將在容許誤差范圍內。
電壓參考。這可能引入噪聲。在D/A轉換器的情況中，這些噪聲可能與代碼有關(guān)。
寬帶噪聲。使用高質(zhì)頻譜分析儀直接測量電路的寬帶噪聲。典型電路噪聲源數量相同的情況下，用紙張進(jìn)行精確計算是相當冗長(cháng)乏味的，且容易出錯。
測量精度和分辨率。測試工程實(shí)踐一般要求測量裝置的分辨率數量級大于容許誤差，但事實(shí)上總是假定測量裝置的精度和分辨率遠小于實(shí)際測量中的容許誤差。
放大器。在信號鏈中使用低噪運算放大器。這是一個(gè)好辦法，可使電阻值保持很低，但又沒(méi)有低到因放大器產(chǎn)生電流驅動(dòng)和熱問(wèn)題的程度。
測試成本的要求需要對傳統的緩慢高精度測量進(jìn)行優(yōu)化。這種技術(shù)讓我們得以把測量時(shí)間減至最短，節省了金錢(qián)，同時(shí)也是測試設計中的一次嘗試。
半導體行業(yè)正處于20位直流電路生產(chǎn)的轉折之際。接下來(lái)的問(wèn)題是需要具有良好專(zhuān)業(yè)能力的測試工程師。
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