【導讀】在電源工程師歡呼有源鉗位正激轉換器(ACFC)突破50%占空比限制之際，一個(gè)被長(cháng)期忽視的設計陷阱正在浮現——最小占空比(Dmin)的精細控制已成為決定系統可靠性的生死線(xiàn)。實(shí)測數據顯示，當Dmin低于15%時(shí)，ACFC的開(kāi)關(guān)損耗會(huì )陡增300%，電磁干擾(EMI)惡化達18dBμV。
在電源工程師歡呼有源鉗位正激轉換器(ACFC)突破50%占空比限制之際，一個(gè)被長(cháng)期忽視的設計陷阱正在浮現——最小占空比(Dmin)的精細控制已成為決定系統可靠性的生死線(xiàn)。實(shí)測數據顯示，當Dmin低于15%時(shí)，ACFC的開(kāi)關(guān)損耗會(huì )陡增300%，電磁干擾(EMI)惡化達18dBμV。
本文以隔離式ACFC電源為例，闡述最小占空比對設計的影響。該轉換器用于將輸入24 VAC或48 ~ 60 VDC，轉化為15VDC，1.5 A輸出。其隔離特性使其適合為現場(chǎng)工業(yè)應用供電。ACFC拓撲幫助實(shí)現了高達91%的峰值效率。設計要求如表1所示。
表1. 設計要求
ADI公司的 MAX17598是有源鉗位電流模式PWM控制器，其中包含隔離正激轉換器電源設計所需的所有控制電路。本文深入探討了二次自整流電路設計的考慮因素和評估結果。
二次自整流電路的設計考慮
ACFC通過(guò)使用自整流電路，實(shí)現了更高的效率。圖1為基于MOSFET的典型自整流電路原理圖。與傳統的二極管整流電路相比，MOSFET的導通電阻更低，所以其電路效率更高，尤其是在低電壓、大電流輸出的情況下。
圖1. 通用輸出自整流電路
然而，當輸出電壓接近或超過(guò) MOSFET柵極電壓工作范圍時(shí)，這個(gè)設計就不合適了。我們可以通過(guò)附加電路來(lái)產(chǎn)生這些MOSFET的柵極驅動(dòng)電壓。圖2為該電路的細節信息。G1和G2連接到變壓器的輔助繞組。
圖2. 輔助繞組變壓器中的柵極驅動(dòng)電路
柵極1連接到N2的柵極（如圖1所示），柵極2連接到N1的柵極。柵極1和柵極2與開(kāi)關(guān)周期同步。當柵極1輸出高電平時(shí)，柵極2輸出低電平，反之亦然。完整電路如圖3所示。
圖3. 性能測試使用的示例電路
該環(huán)路必須確保輸出處于MOSFET VGS的工作范圍內。公式1反映了柵極驅動(dòng)電壓與匝數比之間的關(guān)系。
KGATE為變壓器比率。NG為變壓器繞組的匝數。NP為變壓器初級繞組的匝數。VGATE_MAX為MOSFET柵極驅動(dòng)電壓的最大電壓。VDC_MAX 為直流輸入電壓的最大電壓。
當初級環(huán)路的主開(kāi)關(guān)閉合時(shí)，施加于變壓器的電壓為正，即 VDC。因此，柵極1的輸出為高電平，柵極2的輸出為GND。它與匝 數比和直流輸入電壓有關(guān)。
當主MOSFET關(guān)斷時(shí)，鉗位電路將漏極電壓限制為VCLAMP。VCLAMP高于VDC，因此柵極1的輸出為GND，而柵極2的輸出為高電平。
鉗位電壓可通過(guò)下式計算：
柵極2的電壓與匝數比以及VCLAMP和 VDCINPUT之間的差距有關(guān)。
占空比會(huì )隨輸入電壓而變化，因此必須確保柵極的驅動(dòng)電壓能 夠以完整的 VIN范圍驅動(dòng)MOSFET。應用最大直流輸入和最小導通率 時(shí)，柵極驅動(dòng)電壓將達到最小值。
p>在設計示例中，柵極2最低電壓可依照式5進(jìn)行計算。當輸入直流電壓達到最大值時(shí)，柵極2上的電壓只有4.23 V。
如果該電壓低于VGS導通閾值，則二次整流電路的MOSFET將無(wú)法準確工作。這可能導致當輸入電壓接近最大值時(shí)，電源在沒(méi)有任何負載的情況下無(wú)法啟動(dòng)。在示例電路中，VGS閾值電壓為3 V， 小于計算出的最小VGATE2 。
圖4為示例電路的測量結果。CH1為柵極1的電壓。CH2為柵極2的電壓。CH4為主面N-MOS的源漏電壓。
圖4. 柵極1和柵極2電壓以及MOSFET漏極電壓(VIN = 60 V) 。
示例電路的性能
為了驗證柵極驅動(dòng)電路計算的準確性，我們對示例電路進(jìn)行了性能測試。圖5為不同負載電流（0A、0.5A、1A、1.5A）下的輸入和輸出電壓。
圖5. 不同負載下的輸入和輸出電壓
圖6顯示了輸出電壓水平如何隨輸出電流不同而變化。不同的線(xiàn)表示不同的輸入電壓。
圖6. 輸出電流和輸出電壓
圖7為不同輸入電壓和負載下的峰值效率。當輸入為36 V、輸出為1.5 A時(shí)，峰值效率達到91%。
圖7. 峰值效率
波特圖顯示了峰值效率工作條件下的環(huán)路穩定性，即 VDCINPUT = 36 V、 IOUTPUT = 1.5 A。
圖8顯示了環(huán)路響應。
圖8. 波特圖
圖9和圖10顯示了輸出峰峰值電壓。圖9是無(wú)負載電流的情況，圖10是滿(mǎn)負載的情況。
圖9. 空載時(shí)輸出峰峰值電壓
圖10. 滿(mǎn)負載1.5 A時(shí)輸出峰峰值電壓
圖11和12顯示了負載瞬態(tài)響應。圖11為負載從零變?yōu)闈M(mǎn)負載。圖12為負載從滿(mǎn)負載變?yōu)榱?。CH1測量的是輸出電壓（交流耦合）。CH2測量的是輸出負載電流。
圖11. 瞬態(tài)響應（0 A至1.5 A）
圖12. 瞬態(tài)響應（1.5 A至0 A）
結論
綜上所述，對ACFC的研究讓我們對其性能和效率有了重要認識。通過(guò)分析二次整流電路的設計以及占空比的影響，我們發(fā)現，當需要額外的輔助柵極驅動(dòng)電路時(shí)，最小占空比會(huì )受到限制。
此外，ACFC憑借其出色的能量回收特性，成為了有前景的高效電源系統解決方案。通過(guò)本文可知，占空比存在一個(gè)最佳范圍。也就是說(shuō)，最大占空比和最小占空比對于基于MOSFET的整流電路都很重要。
將本研究的成果應用于設計和實(shí)施ACFC，有助于避免設計階段出現問(wèn)題。
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