【導讀】當環(huán)境和電路設計變量影響輸出時(shí)，要確定具有負反饋的電路的穩定性并非易事。任何錯誤的計算都會(huì )成為電路異常行為（如振蕩和振鈴）的溫床。這就需要采取先發(fā)制人的測試程序，以最小化輸出波動(dòng)的可能性。
當環(huán)境和電路設計變量影響輸出時(shí)，要確定具有負反饋的電路的穩定性并非易事。任何錯誤的計算都會(huì )成為電路異常行為（如振蕩和振鈴）的溫床。這就需要采取先發(fā)制人的測試程序，以最小化輸出波動(dòng)的可能性。不幸的是，這種方法通常是用價(jià)格過(guò)高的高端電子負載來(lái)執行的。本文為業(yè)余愛(ài)好者介紹了一種經(jīng)濟的選擇-即利用MOSFET的三極管和飽和區與負載電阻配對以提供脈沖電流。
系統穩定性簡(jiǎn)介
為什么穩定性如此重要？難道人們不能立即獲得現成的知識產(chǎn)權（IP），構建或制造電路，測試功能，然后將其啟動(dòng)到預期的應用程序嗎？不幸的是，這種臨時(shí)方法充斥著(zhù)風(fēng)險，并伴有潛在的災難性后果。要了解這些風(fēng)險，必須建立一個(gè)關(guān)于穩定性含義的牢固基礎。
根據閉環(huán)反饋系統的傳遞函數，通過(guò)將分母等于0來(lái)獲得不穩定的條件。因此，當系統以“ -1”的增益（即單位增益和180°相位反轉）工作時(shí)，整個(gè)傳遞函數接近無(wú)窮大，從而使該條件成為極點(diǎn)（另一種識別極點(diǎn)的方法是提取分母的特征值或特征向量）。由于傳遞函數將頻率作為其因變量，因此很容易假設設計工作頻率遠離極點(diǎn)的電路將解決該問(wèn)題。但是，這種預防措施是不夠的。當引入負載和環(huán)境變量時(shí)，傳遞函數和極點(diǎn)（或極點(diǎn)，如果信號或系統更復雜）也會(huì )改變。系統的復雜性和應用進(jìn)一步模糊了穩定性的界限。例如，功率轉換器裝有許多非線(xiàn)性電路元件和外部寄生元件，這些元件會(huì )導致這種極移。從理論上講，如果不是很繁瑣的話(huà)，就不可能在穩定和不穩定的輸出之間形成鮮明的界限。但是，這并不意味著(zhù)估計是不可靠的。只是理論不能完全保證穩定性。
根據上述論點(diǎn)，如果僅對基本功能進(jìn)行測試，則該產(chǎn)品極有可能在現場(chǎng)發(fā)生故障。行業(yè)中的一個(gè)場(chǎng)景是客戶(hù)對產(chǎn)品故障的抱怨。最糟糕的是，由于對失敗產(chǎn)品的嘲諷，該公司將陷入虧損。
測試不穩定的方法
有多種測量技術(shù)可用于測試電路是否會(huì )在特定條件下振蕩。優(yōu)先級取決于可用資源，下面將詳細討論每種資源。
方法1：從波特圖獲取增益和相位裕度。該方法通過(guò)在頻率上觀(guān)察電路的特性響應來(lái)通過(guò)判斷領(lǐng)域。需要價(jià)格昂貴的網(wǎng)絡(luò )分析儀或頻率響應分析儀，將頻率掃至所需范圍的正弦波與輸出耦合到電路的反饋環(huán)路中。然后同時(shí)測量增益和相位?；叵胝袷幇l(fā)生在單位增益和180°相移時(shí)，提取20 * log（1）= 0 dB的相位，并取其與180°的差。這是相位裕度。增益也適用相同的方法。增益裕度較不受歡迎，因為有更多情況下相位不超過(guò)180°。更高的利潤率意味著(zhù)在滿(mǎn)足極點(diǎn)條件之前還有更多的回旋余地，從而使電路更穩定。
該方法很好地說(shuō)明了每個(gè)變量對電路頻率響應的影響。較高的輸出電容意味著(zhù)較低的相位裕量，因為相位和高頻分量會(huì )被衰減，從而將0dB點(diǎn)推向左側。設置對于測量的準確性也至關(guān)重要。如果由于不小心處理連接器和錯誤焊接而造成意外寄生元件，則可能會(huì )引入誤差。
方法2：觀(guān)察負載瞬態(tài)響應。該方法通過(guò)在時(shí)域中觀(guān)察電路的特性響應來(lái)通過(guò)判斷。根據電路規格，以灌電流或拉電流對輸出進(jìn)行脈沖化。示波器仍然很昂貴，但是比FRA便宜，用于觀(guān)察輸出的響應。如果觀(guān)察到加劇的吉布現象，尤其是沒(méi)有立即衰減的現象，則在該條件附近可能存在極點(diǎn)。下面將對此方法進(jìn)行更深入的討論。
方法3：使用“ Pease的原理”。一種方法是從著(zhù)名的模擬IC設計人員（特別是運算放大器）（又稱(chēng)帶隙沙皇），已故的Robert Pease（我最初通過(guò)他那令人著(zhù)迷的豐富專(zhuān)欄“ Pease Porridge”認識的）中借鑒而來(lái)的。大學(xué)）闡述了一種簡(jiǎn)單的電路穩定性測試方法。它涉及用所有頻率的方波對電路進(jìn)行沖擊。如果電路仍然存在，那么它很堅固。電路的弱點(diǎn)也會(huì )浮出水面。該過(guò)程在理論上是明智的，因為方波的頻率內容包含在頻域中（還記得方波的傅立葉級數還是單位階躍響應的傅立葉變換？）。就像上述第一種方法一樣將所有奇異正弦波分量壓縮為方波（而不是單獨掃描每個(gè)正弦波分量）。我認為，這種方法應注意一些預防措施，例如在輸出端使用有功負載。
仔細研究負載瞬態(tài)響應
在測量負載瞬態(tài)響應時(shí)，可能需要能夠提供更好分辨率的示波器。當處理很大的電流時(shí)，電路的輸入電壓值得檢查是否有明顯的下降。這可能會(huì )導致電路的欠壓鎖定（UVLO）觸發(fā)。在這種情況下，實(shí)施4線(xiàn)配置可能會(huì )成功。應遵循正確的探針接地，以避免可能引起不穩定的假陽(yáng)性的假性過(guò)沖和下沖。
監視電流可能是一個(gè)障礙?？捎玫倪x項是圍繞一個(gè)電流探頭進(jìn)行多次旋轉以實(shí)現低電流，以及用于監測甚至更低電流的感測電阻器。三軸電纜也可以消除絕緣泄漏的影響。
測量負載瞬態(tài)響應的方法
有多種測量負載瞬態(tài)響應的方法。在以下段落中將詳細描述每種方法。
使用與電阻串聯(lián)的MOSFET：此實(shí)現可能是本文中描述的最簡(jiǎn)單的方法，涉及在三極管/有源區中與負載電阻串聯(lián)工作的MOSFET。負載電阻的電阻值將決定脈沖電流的高電平?？梢杂萌我獠ㄐ伟l(fā)生器或函數發(fā)生器為MOSFET的柵極提供脈沖。對于更寬松的規格（脈沖電流的壓擺率不是大問(wèn)題），可以提供脈沖的任何定制電路都可以。值得注意的是，MOSFET開(kāi)關(guān)必須在三極管區域內，否則它將表現出高阻抗（就像電流源一樣，這是飽和時(shí)的狀態(tài)）。
請記住，為了使三極管區域中的開(kāi)關(guān)偏置，體-源極電壓必須處于地電位（可以反向偏置，但不能太大，因為閾值電壓也會(huì )增加），并且柵極-源極電壓必須更高。比漏極-源極電壓加上閾值電壓高。
圖1.負載瞬態(tài)測量中的NMOS電阻對（左）和PMOS電阻對（右）的設置
從圖1可以看出，NMOS位于地面附近，PMOS與VOUT端子相切。這并非偶然，因為這樣的配置使將柵極-源極電壓驅動(dòng)至三極管區域變得更加容易。例如，如果將NMOS放置在負載電阻上方，則其漏極端子將高于地面。解決此問(wèn)題的一種方法是將脈沖電路連接到NMOS漏極而不是接地，或者引入DC偏移。不幸的是，如果脈沖發(fā)生器是具有內置接地的儀器，則這是不可能的。
使用電子負載：市場(chǎng)上有很多電子負載可以滿(mǎn)足廣泛的測量要求。當然，每種儀器的質(zhì)量都會(huì )隨著(zhù)成本的降低而下降。但是，即使是最便宜的電子負載，其價(jià)格也無(wú)法與單個(gè)MOSFET和電阻器的價(jià)格競爭（出于業(yè)余愛(ài)好者的目的）。如果是這樣，那為什么還要在這里提及呢？好吧，我將其包括在內以供完成，以防萬(wàn)一有人可以為這種工具掏出美元。
對于瞬態(tài)測量，可能需要一種支持開(kāi)關(guān)的電子負載（僅此一項要求就將價(jià)格門(mén)檻設置得過(guò)高）。以GWINSTEK的PEL-3000系列電子負載為例。要執行測量，請將儀器設置為“ CR”模式并設置適當的電流范圍。請務(wù)必牢記每個(gè)范圍的相應壓擺率，以避免輸出電壓出現不必要的過(guò)沖（可在儀器的數據手冊中找到）。配置其他所需的其他設置（例如保護功能，以避免損壞DUT，軟啟動(dòng)等），并確保接口的極性沒(méi)有接反。
使用在飽和區工作的功率MOSFET：這種方法是電子負載背后的基本原理，當在飽和條件下工作時(shí)，利用MOSFET的特性作為恒定電流源。這是最方便的，因為電流取決于柵極上施加的電壓，而不是外部電阻（更難設置）。挫折是MOSFET的功耗。由于沒(méi)有負載電阻，因此MOSFET承受著(zhù)DUT的額定輸出電壓和負載電流容量的壓力，可以達到相當高的瓦數。因此，在這種情況下使用的MOSFET（與先前描述的方法相比）更加昂貴。對于脈沖負載，柵極上的高電平電壓必須足夠準確，以在MOSFET的漏極和源極之間驅動(dòng)正確的高電平電流。所以，
LTSpice中的負載瞬態(tài)仿真
以下是針對USB Type-C的同步電流編程模式連續傳導模式（CPM-CCM）降壓-升壓轉換器的個(gè)人設計。
圖2.在LTSpice中繪制的CPM-CCM雙向USB Type-C轉換器
作為雙向功率轉換器，該電路以三種模式工作：正向降壓，正向升壓和反向降壓模式。電感器的精確模型設置為10 μH，并為合理的電流紋波而設計。MOSFET對根據工作模式而交替（四個(gè)不能同時(shí)切換）。提供了有關(guān)轉換器操作的全面說(shuō)明，如下所示：
在點(diǎn)1處，作為5V降壓轉換器：為了作為降壓器工作，M1必須作為短路（三極管區域）工作，而M2必須作為開(kāi)路（截止區域）工作。M3和M4必須設置占空比，以便將輸入電壓降低至5V。由于使用了NMOS對，因此M3需要U11（一種輔助低功率隔離式未穩壓dc-dc轉換器）來(lái)輔助M7的柵極，該輔助轉換器有助于U7（此轉換器狀態(tài)的高端驅動(dòng)器）。獲得所需占空比的粗略估計很簡(jiǎn)單（只需對降壓使用常規公式即可），然后進(jìn)行調整以滿(mǎn)足公差要求。
在點(diǎn)2處，作為20V升壓轉換器：為了使該轉換器作為升壓轉換器工作，M3必須是短路（三極管區域），而M4必須是開(kāi)路（截止區域）。這次，M2和M1必須調整其占空比以產(chǎn)生20V輸出?？梢酝ㄟ^(guò)調高升壓的通用公式并進(jìn)行校準以滿(mǎn)足公差范圍來(lái)繪制大致數字。
在點(diǎn)3處，作為5V反向降壓轉換器：在這種情況下，晶體管的狀態(tài)與點(diǎn)2相似。唯一調整的變量是占空比。同樣，可以使用降壓的通用公式來(lái)獲得合理的估算，然后進(jìn)行精煉以滿(mǎn)足公差要求。
開(kāi)關(guān)頻率設置為250kHz，高端和低端功率MOSFET之間的死區時(shí)間為100ns。兩個(gè)控制信號（control1和control2）均已用于控制四個(gè)功率MOSFET的開(kāi)關(guān)時(shí)間。
CPM模塊的內部示意圖如下所示：
圖3.顯示的是USB Type-C電源轉換器的CPM模塊的內部示意圖
控制電壓進(jìn)入“ vc”引腳，而感測到的電壓進(jìn)入“ vs”引腳。理想的電壓源Varamp使用人工斜坡來(lái)提高穩定性并降低失真。U1用作饋送到SR觸發(fā)器的比較器。最終輸出是“ PWM”端子上的脈寬調制信號。
為了測試此USB Type-C轉換器的負載瞬態(tài)響應，如下圖所示，將Rload從8.9歐姆（2.2A）脈沖到6.7歐姆。
圖4.通過(guò)LTSpice中的PWL功能獲得的負載瞬態(tài)響應
通過(guò)上一節中介紹的第三種方法可以獲得類(lèi)似的結果。圖5提供了一個(gè)示例電路實(shí)現。比較器U16（LT1013）用作驅動(dòng)Q1的500Hz弛張振蕩器。這將定義轉換器輸出處電流脈沖的時(shí)序。開(kāi)關(guān)波形耦合到R22，并加到由R14的分壓器（Rtop和Rbot）決定的偏移量。U15被配置為反相放大器，因此在M5的柵極之前插入了另一個(gè)反相放大器U14。
圖5.上面顯示了一個(gè)用作動(dòng)態(tài)負載的電路，其增益可以通過(guò)一對電位器進(jìn)行調節
圖5所示電路的材料清單比起利潤豐厚的電子負載，對愛(ài)好者來(lái)說(shuō)，是一個(gè)更具吸引力的選擇。零件可以從當地的電子商店方便地購買(mǎi)。有些甚至可以從以前的項目中重復使用。因此，在測試電路設計的穩定性時(shí)，請選擇本文所述的方法。
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