近年來(lái)，寬禁帶材料與微波功率器件發(fā)展非常迅猛。GaN材料作為第三代半導體的典型代表，具有很多優(yōu)異的特性，如禁帶寬度寬、擊穿場(chǎng)強高、熱傳導率高和峰值電子漂移速度高，所以GaN材料可以很好地滿(mǎn)足高溫、高頻和高功率等工作要求。同時(shí)由于目前的電子整機系統要求功率放大器具有較寬的帶寬、較大的功率和較高的效率，而GaAs器件受自身功率密度的限制，在兼顧體積時(shí)不能保證較大功率的輸出，并且用GaAs器件制作的功率放大器效率較低。相比之下GaN器件在這方面的優(yōu)點(diǎn)就變得非常突出，GaN器件制成的功率放大器效率高于GaAs，且GaN可以高電壓工作的特點(diǎn)將會(huì )使其成為未來(lái)工程應用的首選[1]。

 

與以多個(gè)晶體管并聯(lián)來(lái)實(shí)現的功率放大器相比，單胞的功率放大器具有更高的能效，同時(shí)這樣也可使得功率器件的輸入、輸出端口的阻抗與多胞器件相比更大，因此在設計和使用時(shí)，由輸入、輸出引線(xiàn)微小的變化、管殼以及其他寄生參數等帶來(lái)的對電路性能的影響就比較小，甚至可以忽略不計，這樣實(shí)際電路的性能與仿真的性能更為接近，可以保證電路的性能。同時(shí)本文采用了的方式，即在管殼內部引入匹配電路，通過(guò)較高進(jìn)度的薄膜電路對功率芯片進(jìn)行匹配，可進(jìn)一步減小外界寄生參數對電路性能的影響，更加有利于電路的設計。

 

目前國內外對GaN HEMT功率放大器的研究有很多，其參數對比見(jiàn)表1，可以看出，與現有的GaN HEMT 功率放大器設計相比，本文設計的功率放大器在輸出功率較高的同時(shí)，也具有較高的能效，同時(shí)，應用的頻段也屬于S波段中比較高的頻段。

 

基于GaN HEMT的S波段的功率放大器設計

本文運用傳輸線(xiàn)理論，采用單胞的電路結構，用微波仿真軟件ADS對柵寬為9.6 mm GaN功率芯片進(jìn)行阻抗匹配，實(shí)現了在3.8～4.2 GHz頻段的連續波輸入條件下，輸出功率大于30 W，相對帶寬25%，功率附加效率大于48%的GaN功率放大器。

 

1 功放的設計

 

1.1 器件的選擇

 

設計功率放大器時(shí)，選擇合適柵寬的功率芯片很重要，如果功率芯片的柵寬太小，則無(wú)法輸出所要求的功率；如果柵寬過(guò)大，又會(huì )造成效率的降低。本文的設計目標是在3.8~4.2 GHz的連續波輸入的條件下，達到30 W功率的輸出，附加效率大于48%。南京電子器件研究所自主研制的GaN功率芯片，在28 V漏極電壓S波段條件下具有4 W/mm的功率密度，按照此值進(jìn)行計算，選取了9.6 mm柵寬的管芯。

 

1.2 匹配電路的實(shí)現

 

較為常見(jiàn)的匹配電路模型有L型、T型以及π型匹配網(wǎng)絡(luò )。L型匹配網(wǎng)絡(luò )由兩個(gè)不同性質(zhì)的電抗元件構成，它是一個(gè)窄帶網(wǎng)絡(luò )，具有濾波功能，濾波性能取決于匹配網(wǎng)絡(luò )的Q值，為了實(shí)現更大的帶寬和阻抗變換，匹配網(wǎng)絡(luò )就需要更多的元件，這時(shí)T型和π型匹配網(wǎng)絡(luò )應用就更為常見(jiàn)，而這兩個(gè)匹配網(wǎng)絡(luò )都是在L型匹配網(wǎng)絡(luò )上的優(yōu)化。當需要實(shí)現的帶寬繼續增加時(shí)，這就需要進(jìn)行多節匹配，而這時(shí)采用的基礎匹配網(wǎng)絡(luò )就是L型網(wǎng)絡(luò )結構。

 

本文設計的功率放大器的相對帶寬為10%，已屬于寬帶范圍，因此電路匹配方式為T(mén)型、π型匹配網(wǎng)絡(luò )或者多節匹配方式。對于電路中的電感以及電容的參數選取，有兩種方式，一是通過(guò)計算的方式，二是根據阻抗-導納史密斯圓圖進(jìn)行阻抗匹配。

 

計算方式本文以一個(gè)2節L型匹配網(wǎng)絡(luò )為例，如圖1所示。

 

阻抗變換是一步步執行的，從RS到R1，再到RL，當相鄰電阻比相等時(shí)，可以得到最優(yōu)化帶寬：

 

由式(1)得出中間等效電阻R1的值，然后可以得出由此最優(yōu)節點(diǎn)品質(zhì)因數Q的值為：

 

再根據品質(zhì)因數Q的計算式得到相應的C、L的值，見(jiàn)式(3)：

 

 

由此可以得到最優(yōu)的2節L型阻抗匹配網(wǎng)絡(luò )的各個(gè)電抗元件的數值。

 

利用阻抗-導納史密斯圓圖進(jìn)行阻抗匹配，如圖2所示。

 

 

本文選取了利用史密斯圓圖進(jìn)行匹配的方式，對于匹配電路的設計過(guò)程，本文先進(jìn)行輸出匹配電路的設計，然后再進(jìn)行輸入匹配電路設計。

 

1.2.1 輸出匹配電路設計

 

實(shí)際功放設計中，為追求最大的器件功率輸出，放大器的輸出端一般采用最佳功率匹配電路。管芯的輸出阻抗通?？梢缘刃橐粋€(gè)電阻與一個(gè)電容的并聯(lián)形式，電阻的阻值與電容的容值都與柵寬有著(zhù)直接的聯(lián)系，電阻與柵寬成反比，即，R×L=90 Ω·mm；而電容與柵寬成正比，即C/L=0.4 pF/mm。因此可以得出管芯的輸出阻抗為ZS=（9.375 Ω//3.84 pF）

 

然后利用ADS軟件中的Smith Chart Utility進(jìn)行阻抗匹配，本文對輸出匹配采用了T型網(wǎng)絡(luò )匹配，匹配電路見(jiàn)圖3。

 

 

1.2.2 輸入匹配電路設計

 

輸入電路通常采用基于小信號下的最佳增益匹配以達到最優(yōu)功率輸出。首先需要得到管芯的小信號輸入下的S參數模型，將輸出匹配電路中的管芯等效RC并聯(lián)電路用該S參數模型進(jìn)行替換，同時(shí)對該電路進(jìn)行仿真得到從管芯輸入端看過(guò)去的雙端口網(wǎng)絡(luò )的S11參數，得到相應的等效輸出阻抗，然后進(jìn)行仿真，考慮帶寬的影響，本文采用了2節L型網(wǎng)絡(luò )匹配的設計，見(jiàn)圖4。

 

 

實(shí)際電路中不存在理想的電感電容元件，而且本文采用的是內匹配的方式，需要將各元件用相應的微帶線(xiàn)進(jìn)行替換。同時(shí)各節微帶線(xiàn)連接采用金絲相連，在對微帶線(xiàn)匹配電路進(jìn)行仿真時(shí)都要進(jìn)行考慮，盡量減少額外的寄生參數的影響。

 

2 放大器的測試與數據分析

 

在功放測試中，采用柵極偏壓-2.5 V，漏極偏壓28 V，輸入信號為連續波的測試條件進(jìn)行測試，經(jīng)測試，將輸入功率為25 dBm，作為小信號輸入功率；將輸入功率設定為36 dBm，作為達到飽和輸出功率。

 

將實(shí)際小信號增益與仿真結果進(jìn)行對比，如圖5所示。

 

 

經(jīng)對比可以發(fā)現實(shí)際的測試結果與仿真的數據基本接近，鑒于存測試架、管殼的寄生參數等因素導致的衰減影響，可以認為樣品與仿真基本一致。

 

當輸入功率為36 dBm時(shí)，功放的飽和輸出功率和附加效率(PAE)測試結果如圖6所示。

 

 

測試結果顯示，在3.8~4.2 GHz的工作頻率內，功率放大器的飽和輸出功率最小值為45.4 dBm，最大值為46.5 dBm，整個(gè)工作頻帶內的附加效率超過(guò)了48%，最大附加效率點(diǎn)達到了55.1%，滿(mǎn)足設計要求。

 

至此本文設計的功率放大器其實(shí)測的小信號增益測試數據與仿真數據的趨勢基本一致，與設計相符，大信號輸入條件下的飽和輸出功率與其附加效率均滿(mǎn)足設計要求，證明本文的設計是成功的。

 

3 結論

 

本文設計并實(shí)現了一款GaN HEMT內匹配功率放大器，同時(shí)對幾種匹配電路模型進(jìn)行了介紹，有L型匹配網(wǎng)絡(luò )、T型匹配網(wǎng)絡(luò )、π型匹配網(wǎng)絡(luò )，同時(shí)對常用于寬帶電路設計的多節匹配網(wǎng)絡(luò )以及用史密斯圓圖進(jìn)行匹配的方法進(jìn)行了較為詳細的說(shuō)明。最終用1個(gè)柵寬為9.6 mm的GaN功率芯，通過(guò)內匹配的方式，用史密斯圓圖進(jìn)行了電路設計，在3.8~4.2 GHz頻段內，連續波輸入的條件下實(shí)現了30 W以上的功率輸出，同時(shí)功率的附加效率達到了48%以上。同時(shí)也顯示了GaN功率器件的寬帶、高效和高功率的工作性能具有廣闊的工程應用前景。