我會(huì )從以下幾個(gè)方面進(jìn)行說(shuō)明：

 

① 主電路組成

② 工作原理

③ 控制模式

④ 控制地的選擇

⑤ 母線(xiàn)均壓原理

⑥ 原理仿真 

 

一、主電路的組成如圖所示，是三相 VIENNA PFC 拓撲的主電路，大致如下： 

 

 

1. 三相二極管整流橋，使用超快恢復二極管或 SiC 二極管；

 

2. 每相一個(gè)雙向開(kāi)關(guān)，每個(gè)雙向開(kāi)關(guān)由兩個(gè) MOS 管組成，利用了其固有的反并聯(lián)體二極管，共用驅動(dòng)信號，降低了控制和驅動(dòng)的難度。相比其他組合方案，具有效率高、器件數量少的優(yōu)點(diǎn)；3. 電流流過(guò)的半導體數量最少，以 a 相為例： ? 雙向開(kāi)關(guān) Sa 導通時(shí)，電流流過(guò)2個(gè)半導體器件，euo=0，橋臂中點(diǎn)被嵌位到 PFC 母線(xiàn)電容中點(diǎn)； ? 雙向開(kāi)關(guān)關(guān)斷時(shí)，電流流過(guò)1個(gè)二極管，iu>0 時(shí)euo=400V，iu<0 時(shí) euo=-400V，橋臂中點(diǎn)被嵌位到PFC 正母線(xiàn)或負母線(xiàn)。 

 

 

 二、工作原理

 

電路的工作方式靠控制 Sa、Sb、Sc 的通斷，來(lái)控制 PFC 電感的充放電，由于 PFC 的PF 值很接近1，在分析其工作原理時(shí)可以認為電感電流和輸入電壓同相，三相點(diǎn)平衡，并且各相差120度； 1. 主電路的等效電路① 三相三電平 Boost 整流器可以被認為是三個(gè)單相倍壓 Boost 整流器的 Y 型并聯(lián)；② 三個(gè)高頻 Boost 電感，采用 CCM 模式，減少開(kāi)關(guān)電流應力和 EMI 噪聲；③ 兩個(gè)電解電容構成電容中點(diǎn)，提供了三電平運行的條件； 

 

 

這個(gè) eun 的表達式非常重要。

 

 2. 主電路的開(kāi)關(guān)狀態(tài)三相交流電壓波形如下，U、V、W 各相差120度 

 

 

三相交流電壓波形 通過(guò)主電路可以看出，當每相的開(kāi)關(guān) Sa、Sb、Sc 導通時(shí)，U、V、W 連接到電容的中點(diǎn) O，電感 La、Lb、Lc 通過(guò) Sa、Sb、Sc 充電，每相的開(kāi)關(guān)關(guān)斷時(shí)，U、V、W 連接到電容的正電平（電流為正時(shí)）后者負電平（電流為負時(shí)），電感通過(guò) D1-D6 放電，以0~30度為例，ia、ic 大于零，ib 小于零。 每個(gè)橋臂中點(diǎn)有三種狀態(tài)，三個(gè)橋臂就是3^3=27種狀態(tài)，但不能同時(shí)為 PPP 和 NNN 狀態(tài)，故共有25種開(kāi)關(guān)狀態(tài)（見(jiàn)下期下載鏈接）。 3. 主電路的發(fā)波方式主電路的工作狀態(tài)與發(fā)波方案有較大的關(guān)系，采用不同的發(fā)波方案會(huì )在每個(gè)周期產(chǎn)生不同的工作狀態(tài)。一般Vienna 拓撲采用 DSP 數字控制，控制靈活，可移植性強。① 采用單路鋸齒波載波調制電流環(huán)控制器輸出的調制信號被饋送給鋸齒波載波，保持恒定的開(kāi)關(guān)頻率； 在0~30度這個(gè)扇區內，每個(gè)周期產(chǎn)生4個(gè)開(kāi)關(guān)狀態(tài)，由于波形不對稱(chēng)，電流波形的開(kāi)關(guān)紋波的諧波比較大；采用該種方式進(jìn)行調試，橋臂中點(diǎn)線(xiàn)電壓的最大步進(jìn)是2Ed（Ed 為母線(xiàn)電壓的一半，400V）； 

 

 

 ② 采用相位相差180度的高頻三角載波，當對應的輸入電壓是正半周的時(shí)候，采用 Trg1，當對應的輸入電壓是負半周的時(shí)候采用 Trg2，每個(gè)周期產(chǎn)生8個(gè)開(kāi)關(guān)狀態(tài)，與傳統的控制方案產(chǎn)生4個(gè)開(kāi)關(guān)狀態(tài)相比，8個(gè)開(kāi)關(guān)狀態(tài)相當于頻率翻倍，減小了輸入電流的紋波，對 THD 指標有好處； 

 

 

上一張仿真的波形： 

 

 

上面我們提到，三相三電平 PFC 可以看作是三個(gè)單相的 PFC，每個(gè)單相相當于由兩個(gè) Boost 電路組成，在交流電壓的正負半周交替工作，正半周如下所示： 

 

 

以 a 相為例，驅動(dòng)信號為高時(shí)，則開(kāi)關(guān)管 Q1 導通(交流電壓的正半周) 或者 Q2 導通 (交流電壓的負半周)；驅動(dòng)信號為低時(shí)，開(kāi)關(guān)管 Q1 和 Q2 都關(guān)斷。電壓正半周時(shí)，a相上橋臂二極管導通；電壓負半周時(shí)，a 相下橋臂二極管導通。 通過(guò)上面的分析，采用移相180度的三角載波進(jìn)行調制，在0~30度的扇區內有8種開(kāi)關(guān)狀態(tài)，4種工作模式ONO,ONP,OOP,POP。 ① ONO 工作模式

 

a 相和 c 相導通，b 相截至，U 和 W 電壓為0，V 點(diǎn)電壓-400V；該工作狀態(tài)只給C2 進(jìn)行充電； 

 

 

 ② ONP 工作模式

 

a 相導通，b 相和 c 相截至；U 點(diǎn)電壓為0，V 點(diǎn)電壓為-400V，W 點(diǎn)電壓為+400V； 

 

 

 ③ OOP 工作模式

 

U 和 V 點(diǎn)電壓為0，W 點(diǎn)電壓為+400V； 

 

 

 ④ POP 工作模式

 

U 和 W 點(diǎn)電壓為+400V，V 點(diǎn)電壓為0，該工作模式只給 C1進(jìn)行充電； 

 

 

當然，這只是在0~30度扇區的工作狀態(tài)。其實(shí)在整個(gè)工頻周期，是有25個(gè)工作狀態(tài)的。 

 

ONO 和 POP 這兩種工作模式只給C1 或 C2 充電的狀態(tài)對后面母線(xiàn)電壓均壓起決定性的作用。 我們知道，DSP 的 PWM 模塊的載波方式不能改變，一般是無(wú)法使 DSP 產(chǎn)生幅值相同、相移180度的載波時(shí)基.可以用正負半周不同方式實(shí)現，具體實(shí)現方式如下： 

 

 

在正半周的時(shí)候跟 CMPR+比較，在負半周的時(shí)候跟 CMPR-比較。正半周的時(shí)候低有效，負半周的時(shí)候高有效。這樣就可以產(chǎn)生180度的相移了，其中 CMPR-是PI 計算出來(lái)的值，而 CMPR+=PRD-CMPR- 三、控制模式我們知道，這種控制電路一般采取雙環(huán)的控制方式，即電壓外環(huán)+電流內環(huán)。電壓外環(huán)得到穩定的輸出直流電壓，供后級電路的使用（如 ThreeLevel LLC、PS Interleave LLC、PSFB等），電流內環(huán)得到接近正弦的輸入電流，滿(mǎn)足 THD 和 PF 值的要求。 

 

 

其實(shí)數字控制無(wú)非就是把模擬的方案轉換為數字的運算，其中最經(jīng)典可以參考 TI 的 UC3854，利用它的控制思想來(lái)實(shí)現數字化。 

 

 

PFC 母線(xiàn)輸出電壓經(jīng)過(guò)采樣和濾波，由 DSP 的 ADC 采樣到 DSP 內部，與電壓給定信號進(jìn)行比較，產(chǎn)生誤差后經(jīng)過(guò) Gvc(s) 補償后輸出一個(gè) A 信號，然后通過(guò)乘法器與交流 AC 電壓相乘得到電流的給定信號，正是該乘法器的作用才能保證輸入電壓電流同相位，使電源輸入端的 PF 值接近1； 將采樣的電感電流波形與電流給定進(jìn)行比較得出誤差，經(jīng)過(guò) Gic(s) 補償器進(jìn)行補償后得到電流環(huán)的輸出值，該值直接與三角波進(jìn)行調制，得到PWM 波形，控制電壓和電流；大致的控制框圖可以用下圖來(lái)簡(jiǎn)化表示； 

 

 

其中：?Gcv(s) 電壓環(huán)的補償函數? Gci(s) 為電流環(huán)的補償函數? Hi(s) 為電流環(huán)采樣函數? Hv(s) 為電壓環(huán)采樣函數? Gigd(s) 為電感電流對占空比 D 的函數 

 

四、控制地 AGND 的選擇

 

在傳統的單相有橋 PFC 中，一般把 PFC 電容的負極作為控制 AGND，因為該點(diǎn)的電壓通過(guò)整流橋跟輸入的 L、N 相連。 ? 當輸入為正半周時(shí)，AGND 為整流橋鉗位在 N 線(xiàn)；? 當輸入為負半周時(shí)，AGND 被整流橋鉗位在 L 線(xiàn)； 所以母線(xiàn)電容的負極地 AGND（相當于 PE）是一個(gè)工頻的變化，由于輸入一般都是50Hz 的交流電，所以相對還是比較穩定的，可以作為控制電路的控制地。但是相比較 Vienna PFC 就不一樣了，母線(xiàn)電容的中點(diǎn)相對與工頻電壓中點(diǎn) (PE) 是一個(gè)開(kāi)關(guān)級的5電平高頻變動(dòng)的電平：±2/3Vo、0、±1/3Vo（這里的 Vo 代表母線(xiàn)電壓的一半，典型值400V），如果以如此大的高頻波動(dòng)去作為控制地的話(huà)，那么噪聲和共模干擾就會(huì )非常大，可能會(huì )導致采樣電壓和驅動(dòng)不準確，嚴重影響到電路的可靠性。由于電容中點(diǎn)的高頻變化不能作為控制地，那怎么辦？我們是否可以人為的構建一個(gè)虛擬的地來(lái)作為控制地 AGND？ 我們可以采用在三相輸入之間通過(guò)分壓電阻相連，采用 Y 型接法來(lái)產(chǎn)生虛擬地作為控制地。不過(guò)構建了這個(gè)控制地后，那么其他所有的采樣、驅動(dòng)都要以差分和隔離的方式相對于這個(gè)控制地來(lái)工作。 采用這種方法，是不是完美的把電容中點(diǎn) O 與控制地 AGND 分開(kāi)了，避免了高頻劇烈變動(dòng)帶來(lái)的干擾。 

 

 

五、母線(xiàn)均壓

 

我們知道，三相 Vienna PFC 拓撲的母線(xiàn)電壓 800V 是由兩個(gè)電容 C1 和 C2 串聯(lián)進(jìn)行分壓，電容中點(diǎn)的電位 O 由電容的充放電決定，兩個(gè)電容的電壓應該保持均衡以保持真實(shí)的三電平運行條件。否則輸出電壓可能包含不期望的諧波，甚至會(huì )影響到電路的完全性。 三相三電平 PFC 正負母線(xiàn)的均衡度會(huì )影響 PFC 的性能：① 輸入電流 THD② 功率開(kāi)關(guān)管和二極管的應力 (本身以及后級功率電路)③ 動(dòng)態(tài)時(shí)母線(xiàn)電容容易過(guò)壓 電容中點(diǎn)的電位偏差與 PFC 正負母線(xiàn)電容的充放電過(guò)程相關(guān)，通過(guò)附件開(kāi)關(guān)狀態(tài)可以看出，a 組和 z 組工作狀態(tài)沒(méi)有電流流入或流出電容中點(diǎn)，因此兩個(gè)電容的充放電是一樣的，不會(huì )產(chǎn)生偏壓。只有 b、c、d 組的開(kāi)關(guān)狀態(tài)才會(huì )影響到 PFC 母線(xiàn)電容充放電的差異，產(chǎn)生偏壓。根據前面的工作原理分析，POP 工作狀態(tài)只給電容 C1 進(jìn)行充電，ONO 工作狀態(tài)只給電容 C2 進(jìn)行充電，故可以根據這兩個(gè)工作狀態(tài)來(lái)控制中點(diǎn)電位，在控制中可以調節 ONO 和 POP 兩個(gè)工作狀態(tài)的作用時(shí)間來(lái)進(jìn)行均壓。 

 

 

這個(gè)時(shí)候可以在整個(gè)控制環(huán)路中添加一個(gè)偏壓環(huán)，用于調節 ONO 和 POP 的作用時(shí)間，來(lái)進(jìn)行母線(xiàn)電壓的均壓作用。 具體實(shí)施方法：分別對正母線(xiàn)和負母線(xiàn)進(jìn)行采樣，然后得出差值 (直流分量)，該差值經(jīng)過(guò)偏壓環(huán)的補償器調節之后疊加到輸入電流參考正弦波，經(jīng)過(guò)精密整流后變換為幅值有差異的雙半波作為電流環(huán)的給定，以此來(lái)改變 ONO 和 POP 的作用時(shí)間，改善PFC 母線(xiàn)均壓。 

 

 

如下圖所示：compa、compb 和 compc 分別是每相的電流環(huán)計算出來(lái)的結果，以0~30度扇區為例，當正母線(xiàn)相對于中點(diǎn)的電壓低于負母線(xiàn)時(shí)，正半波的給定變小，負半波的給定變大，POP 工作狀態(tài)的時(shí)間變長(cháng)，給正母線(xiàn)電容的充電時(shí)間變長(cháng)； 

 

ONO 工作狀態(tài)的時(shí)間變短，給負母線(xiàn)電容的充電時(shí)間變短。當正母線(xiàn)相對于中點(diǎn)的電壓高于負母線(xiàn)時(shí)，正半波的給定變大，負半波的給定變小，POP 的作用時(shí)間變長(cháng)，給正母線(xiàn)電容充電的時(shí)間變短，ONO 的作用時(shí)間變長(cháng)，給負母線(xiàn)的充電時(shí)間變長(cháng)。 圖中comp 值實(shí)線(xiàn)代表上個(gè)周期的值，虛線(xiàn)代表當周期需要的值；陰影部分代表變化的時(shí)間； 

 

 

以上說(shuō)明的是主功率回路正常工作時(shí)候可以通過(guò)調節來(lái)控制 PFC 母線(xiàn)電容的均壓，但是當模塊起機的時(shí)候呢？ 可以采用輔助電源直接從+400V~-400V 之間進(jìn)行取電，由于電容有差異性，內阻不可能完全相等，也會(huì )差生偏壓。 還有一個(gè)是要采用更高等級的 MOSFET，成本高，而且現在充電模塊的待機損耗也是一個(gè)問(wèn)題，很多客戶(hù)要求模塊的待機損耗不能超過(guò)多少。 當然還有另一種輔助電源取電方式，也是現在廠(chǎng)家主流的方式。就是正負母線(xiàn)均掛一個(gè)輔助電源，在起機的時(shí)候通過(guò)充電電阻給母線(xiàn)電容充電，變壓器采用繞組競爭的方式，誰(shuí)的母線(xiàn)電壓高，就采用誰(shuí)供電，這樣可以很好的保證模塊在起機過(guò)程中的均壓效果；在模塊正常工作起來(lái)以后，也是同樣的道理。而直接從+800V 取電沒(méi)有這種效果。

 

 六、原理仿真 

 

 

 1. 輸出電壓波形 

 

 

 2. 仿真波形輸入電流波形，參數沒(méi)有調好，將就著(zhù)看吧。 

 

輸三相電流波形

 

 3. 橋臂中點(diǎn)的線(xiàn)電壓輸入線(xiàn)電壓峰值與 PFC 總母線(xiàn)電壓的比值定義為調制系數 m，m=Vlp/2Ed; 其中 Vlp 是線(xiàn)電壓的峰值。 整流器可以被認為是與市電通過(guò) PFC 電感連接的電壓源，為了使輸入電流正弦，橋臂中點(diǎn)線(xiàn)電壓也應該為正弦波形。而實(shí)際情況下橋臂中點(diǎn)線(xiàn)電壓是正弦 PWM 波形，諧波分量和最大步進(jìn)是兩個(gè)主要考慮的因素。 ① 當輸入線(xiàn)電壓峰值大于 Ed 時(shí)，橋臂中點(diǎn)線(xiàn)電壓電壓波形 euv，是一個(gè)5階梯的電壓波形，幅值為0，±400V，±800V，步進(jìn)是400V； 

 

 

 ② 當輸入線(xiàn)電壓峰值小于 Ed 時(shí)，橋臂中線(xiàn)線(xiàn)電壓波形是一個(gè)3階梯的電壓波形，幅值為0，±400V，步進(jìn)為400V； 

 

 

橋臂中點(diǎn)相對于市電中點(diǎn)的電壓波形 eun，是一個(gè)9階梯的電壓波形；幅值為0，±133V，±266V，±400V，最小步進(jìn)是133V，最大步進(jìn)是266V；由于功率開(kāi)關(guān)管和散熱器之間有寄生電容，這個(gè)階梯信號會(huì )產(chǎn)生共模噪聲； 

 

 

電容中點(diǎn)O 相對于市電中點(diǎn)的電壓波形 eon，是一個(gè)5階梯波形，幅值為0，±133V，±266V，步進(jìn)為133V； 

 

 

 

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