1.介紹

 

BQ40z80是完全集成的2-7節鋰離子或鋰聚合物電池管理芯片，采用已獲專(zhuān)利的Impedance Track™技術(shù)，具備電流、電壓和溫度等全面的可編程保護功能。其硬件電路設計主要分為三個(gè)部分：主電流回路模塊、電量計模塊和保護模塊。

 

2.主電流回路

 

主電流回路即指在電量計的控制下對電池進(jìn)行充電、放電的電流回路。當充電時(shí)，該回路的電流從PACK+開(kāi)始，經(jīng)過(guò)用于控制充電和放電的開(kāi)關(guān)FETs、化學(xué)保險絲、電池和電流采樣電阻，最終回到PACK-。

 

2.1充、放電FETs

 

充、放電的兩個(gè)N-CH FETs以漏極對接的方式串聯(lián)在PACK+和電池組的正極，如圖2-1所示，Q2、Q3分別是充、放電FET。當進(jìn)行充電或放電時(shí)，Q2和Q3同時(shí)導通；當充電停止時(shí)，Q2關(guān)斷；當放電停止時(shí)，Q3關(guān)斷。

 

圖2-1 充、放、預充、預放電MOSFET電路圖

 

在進(jìn)行FETs選型時(shí)應注意以下兩點(diǎn)：（1）FET的額定電壓值必須大于電池的最大電壓；（2）考慮到放電時(shí)負載端產(chǎn)生反電動(dòng)勢的情況，放電FET的額定電壓值應比充電FET稍大。

 

其驅動(dòng)信號CHG和DSG上的柵極驅動(dòng)電阻典型值分別為1kΩ和4.02kΩ，該阻值不同是由引腳內部結構決定的，使FETs的開(kāi)通時(shí)間在幾毫秒左右；FETs柵源間電阻典型值為10MΩ, 以確保柵極開(kāi)路時(shí)FETs關(guān)斷，避免誤導通現象。
 

跨接在FTEs兩端的電容C1、C2起到在ESD事件中保護FETs的作用，其兩端路徑應本著(zhù)盡可能短和寬的設計原則，同時(shí)還應注意C1和C2的額定電壓都應比系統相應最大電壓更大，從而達到在某一個(gè)短路時(shí)另一個(gè)仍能起到保護作用的效果。
 

2.2預充、預放電FETs

 

預充電功能指當電池因過(guò)度放電、放置過(guò)久的自放電等原因導致兩端電壓過(guò)低時(shí)，若直接進(jìn)入正常充電模式易損壞電池或影響電池使用壽命，此時(shí)需使用預充電功能，以小電流將電池充電至正常電壓范圍內后再轉換為正常充電模式。它通過(guò)對P-FET的控制實(shí)現，預充電流的大小通過(guò)限流電阻R2=(VCHARGER-VBAT)/R2設定，同時(shí)兼顧對電阻上的熱量消耗P=(VCHARGER-VBAT)2/R2的考慮。
 

預放電功能是指當電池應用于較大的電容負載時(shí)，啟動(dòng)瞬間易產(chǎn)生瞬間沖擊電流，需先以軟起的形式進(jìn)行緩慢充電，從而減小瞬間大電流。如圖1-1所示，來(lái)自Pins 16、17或20的驅動(dòng)信號提供一個(gè)高電平使N-CH FET Q10導通，從而將預充電P-CH FET Q8的柵極接入地，使Q8導通，預充電回路打開(kāi)，其預放電速率由限流電路設定。
 

2.3 防反接保護

 

充電器反接會(huì )對系統造成極大傷害，因此需為此設計相應的保護電路，如圖2-2所示。

 

圖2-2 反接保護電路

 

若無(wú)此保護，當PACK+上出現一個(gè)略小的負信號，放電FET將進(jìn)入線(xiàn)性工作區，影響電路正常工作。但加入防反接電路后，PACK+上的負信號會(huì )使柵極接地的N-FET Q9導通，使放電FET的柵源極短路，從而起到保護作用。在選型時(shí)應選擇具有較低Vgs(th)的N-FET，已達到可靠及時(shí)的保護效果。

 

2.4電芯輸入

 

BQ40z80可以實(shí)現2-7節鋰電池的管理和保護。對于2-6節的電池，芯片內部包含已集成的電壓均衡模塊，只需正常進(jìn)行連接，未使用的Pins短接處理，例如圖2-3所示在5節串聯(lián)電池的應用中需將VC6與VC5短接。同時(shí)，每節電芯的輸入應設計一個(gè)RC濾波電路，在起到ESD保護作用的同時(shí)，也可實(shí)現對輸入電壓信號實(shí)現初步濾波?？紤]到該電阻處在電壓均衡回路上，阻值選取應在內部電壓均衡和濾波頻率間進(jìn)行均衡。

 

圖2-3 5節電芯輸入連接方式

 

對于7節電芯的電池則需進(jìn)行額外的設置將電壓均衡設置在外部，其連接方式如圖2-4所示，其中，Pin VC7EN使能對7P的電壓測量。

 

圖2-4 7節電芯連接方式及其外部電壓均衡模塊

 

2.5電流采樣電阻

 

通過(guò)由采樣電阻所確定的回路電流值及方向是電量計的重要輸入信號。BQ40z80內部有一個(gè)用于電流檢測的集成Delt-sigma ADC，可實(shí)現的測量范圍是-0.1V到0.1V。通過(guò)Pins SRP、SRN檢測到的采樣電阻兩端的壓降判斷流經(jīng)電池的電流，一方面用于判斷系統處于充電還是放電模式，當檢測到VSR=V(SRP)-V(SRN)為正值時(shí)，系統處于充電狀態(tài)，反之處于放電狀態(tài)；另一方面通過(guò)庫倫計得到的積累電荷是電量計算的關(guān)鍵參數之一。

 

BQ40z80推薦的采樣電阻阻值為1mΩ-3mΩ。對于大電流的應用場(chǎng)合，在確?？煽康拈_(kāi)爾文連接的前提下支持并聯(lián)采樣電阻的方案。為防止短路情況下的大電流使電阻兩端電壓值超過(guò)Pins SRP、SRN的最大絕對輸入值0.3V，兩個(gè)100Ω的電阻R36、R37應串聯(lián)接入采樣信號。

 

圖2-5 采樣電阻開(kāi)爾文連接

 

綜上，如何確保較高的測量精度是設計采樣電阻時(shí)的關(guān)鍵。應注意以下三點(diǎn)：（1）連接方式應選擇開(kāi)爾文連接，如2-5圖所示；（2）電阻選型應注意使其溫漂小于50ppm，以減小因溫度變化引起的測量電流的漂移；（3）設計合適的濾波電路以減小噪聲干擾，詳見(jiàn)3.1節。

 

3.電量計

 

3.1庫倫計接口

 

為了提高采樣電流精度，除了對采樣電阻的處理還可對輸入信號的接口電路進(jìn)行設計，如圖3-1所示是為減小信號噪聲而對采樣信號設計的低通濾波電路。

 

圖3-1 庫倫計接口低通濾波電路

 

Pins SRP、SRN兩端分別設置0.1μF的濾波電容C13和C14，以實(shí)現對100k-100MHz頻率范圍內的噪聲的濾除作用，中間跨接的兩個(gè)100pF和0.1μF的電容用于濾除高于100MHz的噪聲。以上所有濾波元件都應放置在離輸入端盡量近的地方，且采樣電阻兩端信號到濾波電路的路徑應保持平行，最后，在濾波電路周?chē)仢M(mǎn)地平面會(huì )對更良好的濾波效果有所幫助，如圖3-2所示。

 

圖3-2 庫倫計接口濾波電路Layout方式

 

3.2電源管理

 

BQ40z80的供電系統包括三部分：來(lái)自電池的BAT、來(lái)自充電器的VCC和內部進(jìn)行瞬間供電的PBI，據工作狀態(tài)的不同對電源供應進(jìn)行管理，如圖3-3所示。

 

圖3-3 BQ40z80供電管理系統

 

通常，由電池對設備進(jìn)行初級供電，從正極經(jīng)過(guò)一個(gè)輸入端肖特基二極管引入至Pin BAT，輸入范圍為2.2-32V，該二極管可在因短路引起的暫態(tài)電壓跌落的情況下將設備與電池迅速隔離開(kāi)，由所用電池的最大電壓決定，例如24V的電池選擇40V的二肖特基極管。Pin VCC作為設備的第二級電源輸入，連接在CHG和DSG的FETs共漏極，當電池處于電量較低的狀態(tài)，若PACK上有充電器，設備檢測到BAT的電壓低于VCC時(shí)，將使用充電器的能量作為電源供應。最后，第三級電源供應來(lái)自Pin PBI，作為暫態(tài)失電的瞬間的能量后備，該引腳通過(guò)一個(gè)2.2μF的電容接入地，其瞬間的能量來(lái)源即該電容上儲存的能量。

 

3.3系統檢測

 

系統檢測指BQ40z80通過(guò)Pin PRES*去檢測PACK是否有充電器或負載的接入，該引腳通常接入地。設備內部通過(guò)一個(gè)典型值為10-20μA的電流源在該引腳每秒提供一個(gè)4μs的脈沖，為使該測試脈沖值低于VIL限制，應串聯(lián)20kΩ或小于20kΩ的電阻，如圖3-4所示。

 

圖3-4 系統檢測電路

 

同時(shí)，由于系統檢測信號連接至PACK，為在外部靜電放電時(shí)保護設備，BQ40z80的Pin PRES*內部已有集成ESD保護，僅需將一個(gè)1kΩ的電阻接入即可實(shí)現8 kV的ESD保護。

 

3.4 內部電壓均衡

 

BQ40z80含有內部集成的電壓均衡模塊，可同時(shí)對每一節電芯實(shí)現最大10mA的均衡電流以達到電壓均衡。

 

如圖3-5所示，以?xún)晒濍娦緸槔?，當BQ40z80通過(guò)輸入端的電壓采樣判斷出某一節或多節電芯的電壓異常時(shí)，將驅動(dòng)內部旁路FETs，使其開(kāi)通，在單節電芯的兩端構成一個(gè)回路，所形成的旁路電流通過(guò)回路上的電阻將電芯兩端異常的電壓以熱的形式消耗掉。因此，回路上的總電阻決定旁路電流的大小，即電壓均衡的強度。

 

圖3-5 內部集成電壓均衡模塊

 

電阻由兩部分構成，第一是旁路FETs的導通電阻Rds(on)=200Ω，第二是電芯電壓輸入端的RC濾波電路。所以，每一節電芯的總旁路電阻為2×100+200 = 400Ω，若按一節電芯電壓典型值為4V考慮，旁路電流約為10mA。需注意的是，電壓均衡的實(shí)現過(guò)程并不是旁路FETs全導通直至均衡完成的過(guò)程，而是在每小時(shí)內以一定的占空比開(kāi)啟旁路FETs，對BQ40z80而言其典型值為75%，該值可通過(guò)軟件進(jìn)行修改。此時(shí)，對一節容量為2000mAh、SOC異常10%的電池，以占空比D去均衡則所需的時(shí)間t =2000mAh×10%/(10mA×D)。

 

3.5 外部電壓均衡模塊

 

BQ40Z80含有內部集成的電壓均衡模塊，能同時(shí)對每一節電芯實(shí)現最大10mA的均衡電流以達到電壓均衡。若需要更快速度的電壓均衡能力，則需進(jìn)行外部電壓均衡模塊的設計，如圖3-6所示。

 

外部N-MOSFETs采用具備低柵源驅動(dòng)閾值電壓Vgs(th)的?？紤]到FETs的導通穩定性，此處將輸入RC濾波電路中原100Ω的電阻改變?yōu)?kΩ。工作原理如下：當BQ40z80控制內部旁路FETs導通，形成內部旁路回路，其上兩個(gè)1kΩ的電阻和FETs的導通電阻Rds(on)=200Ω構成一個(gè)分壓比為0.454的電阻分壓器?？紤]一節電芯的典型電壓范圍為3-4.2V，當進(jìn)行單節電芯的電壓均衡將會(huì )經(jīng)過(guò)分壓在電阻上產(chǎn)生一個(gè)1.362-1.907V的電壓信號，該信號即外部FETs的柵源驅動(dòng)電壓，因此N-MOSFETs導通，外部的旁路回路打開(kāi)，旁路電流大小將由外部回路上的電阻決定，用戶(hù)可根據需求設置。

 

圖3-6 外部電壓均衡模塊

 

應注意的是外部旁路MOSFET選擇原則是在考慮電路分壓比的情況下使其具備盡量低的Vgs(th)，以實(shí)現成功可靠的驅動(dòng)，例如DMN2004DWK、NTZD3154N和Si1024X等。更多細節可參考應用技用文檔，Fast Cell Balancing Using

External MOSFET (SLUA420)。

 

3.6 溫度

 

BQ40z80提供四個(gè)多達4個(gè)溫度輸入信號TS1、TS2、TS3和TS4，可同時(shí)用于電池、FETs等的溫度檢測，可通過(guò)軟件配置其檢測的對象類(lèi)型和模式。 Pins TS1、TS2、TS3和TS4內部都集成了典型值18kΩ的上拉電阻，可支持25℃下10kΩ的NTC熱敏電阻（暫不支持PTC），應注意用于電池的溫度檢測則常采用引線(xiàn)式熱敏電阻，便于貼合電池表面，對電池溫度達到更好的監控效果。

 

4 針對大電流場(chǎng)合的應用

 

在一些特殊的應用場(chǎng)合，如電動(dòng)車(chē)、飛機等，通常要求的放電電流較高。據此，以下提供一些關(guān)于如何針對大電流的應用場(chǎng)合對BQ40z80進(jìn)行電路設計的方案可供參考。

 

4.1 FETs及采樣電阻并聯(lián)方案

 

針對大電流放電設計的關(guān)鍵點(diǎn)在于如何拓展主電流回路承受電流的能力，即包括該回路上的充放電FETs和電流采樣電阻。當要求FETs通過(guò)較大電流時(shí)，考慮到散熱壓力及MOS的額定電流，推薦使用并聯(lián)MOS方案。在選型時(shí)，首先應考慮驅動(dòng)能力的限制而選取具備盡量小的Qg的開(kāi)關(guān)管，同時(shí)兼顧大電流導通情況下散熱和損耗壓力而選擇具備盡量小的Rds(on)的開(kāi)關(guān)管。但對于并聯(lián)MOS易于產(chǎn)生的均流問(wèn)題還需進(jìn)行額外的考慮，如Layout時(shí)在盡量使其驅動(dòng)信號位置平行。

 

針對電流采樣電阻，BQ40z80本身是支持并聯(lián)方案的。在選型時(shí)，應結合所需求的電流值和Pins SRP、SRN的輸入電壓范圍的考慮去選取合適的電阻值。同時(shí)，出于散熱考慮對額定功率和封裝的選擇建議留有一定裕量。例如實(shí)現對100A電流的采樣，選取兩個(gè)1mΩ、額定功率3W、2512封裝的電阻。但出于對于電流采樣精度的考慮，并聯(lián)方案下對保障可靠的開(kāi)爾文連接是至關(guān)重要的。

 

4.2 并聯(lián)驅動(dòng)能力解決方案

 

顯然，并聯(lián)MOS方案存在的最大問(wèn)題就是IC驅動(dòng)能力有限制，BQ40z80的Pins CHG、DSG的驅動(dòng)最大輸出負載能力約為10μA，可參考該值及MOS的輸入電容、導通電阻等對其驅動(dòng)能力進(jìn)行衡量。針對該問(wèn)題有如下兩個(gè)解決方向：

 

第一，在BQ40z80的Pins CHG、DSG能力范圍內去選擇Qg值滿(mǎn)足可成功驅動(dòng)、Rds(on)滿(mǎn)足和散熱需求的MOSFET，但需注意的是，普遍而言，這兩個(gè)值具備一個(gè)相反的關(guān)系，需要進(jìn)行衡量。另外，此時(shí)MOS開(kāi)通時(shí)間會(huì )相應變長(cháng)。例如若選取CSD18510Q5B，Qg=118nC，Rds(on)=0.79mΩ（Vgs=10V），在以3個(gè)并聯(lián)的方式使用時(shí)，導通時(shí)間約14ms。

 

第二，當MOS的驅動(dòng)需求超出BQ40z80的驅動(dòng)能力或對開(kāi)通時(shí)間有更高的要求的時(shí)候，可采用以下2種方式通過(guò)外加器件的設計增強電路驅動(dòng)能力：

 

（1）在Pins CHG、DSG的輸出增加一個(gè)額外的三極管去增強其驅動(dòng)能力，如圖4-1所示，但此時(shí)需增加一個(gè)額外的輸出值高于Vbat大約10V左右的DC-DC去完成三極管的電源供應，上拉電阻阻值也應根據MOS驅動(dòng)電流的需求設計。

 

圖4-1 BQ40z80及三極管驅動(dòng)電路

 

（2）增加高側N通道FET驅動(dòng)器BQ76200（BQ76200）去增強其驅動(dòng)能力，如圖4-2所示，該設計下將避免加額外的DCDC的需求，BQ40z80的Pins CHG和DSG的輸出信號不再直接驅動(dòng)MOS，而是作為BQ76200的使能輸入，使用后者去驅動(dòng)MOS，從而解決驅動(dòng)能力不足的問(wèn)題。

 

圖4-2 BQ40z80及BQ76200驅動(dòng)電路

 

選擇該設計方案時(shí)應需注意，BQ40z80的Pins CHG和DSG的輸出電平分別以Vbat和PACK+作為基準，而B(niǎo)Q76200的使能輸入是以VSS作為基準，兩者之間的電壓等級并不匹配，所以需要進(jìn)行電平轉換。對于BQ9006驅動(dòng)輸出的高電平，需要使用一個(gè)電阻分壓器R1、R2對BQ40z80的輸出電壓進(jìn)行變換，使其符合BQ76200的使能輸入范圍。同時(shí)，對于BQ006 輸出的低電平，需通過(guò)一個(gè)P-FET確保只有當Pin CHG的輸出高于Vbat時(shí)，P-FET導通，BQ76200才會(huì )通過(guò)電阻分壓器得到的使能輸入，避免誤導通現象。P-FET的選取原則是其Vgs(th)約為10V左右，與Pin CHG的驅動(dòng)輸出相對應。

 

其次，還需關(guān)注電阻分壓器的阻值選取，考慮到Pin CHG的輸出電流能力極限約為10μA，輸出電壓約為Vbat+10V，R1、R2的總阻值應限制電流在其能力范圍內。同時(shí)，也應考慮BQ76200的使能輸入Pin CHG_EN內部含有的一個(gè)典型值約為1MΩ的下拉電阻對分壓值的影響。

 

在實(shí)現電平轉換的基礎上，需對BQ76200在并聯(lián)方案下的電路進(jìn)行進(jìn)一步設計。首先，BQ76200除了支持充放電FETs串聯(lián)連接，還支持充電和放電分為兩個(gè)單獨的回路，即充放電FETs并聯(lián)的連接方式。當應用場(chǎng)合放電和充電的電流等級相差較大，可考慮分別設計充電和放電回路，這樣的設計可以有效減少充電FETs的數量。確定何種連接方式后，應根據所使用FETs具體情況計算其Pin VDDCP上的電容值，更多細節可參考技術(shù)應用手冊FET Configurations for the bq76200 High-Side N-Channel FET Driver(SLVA729A)。

 

5 參考電路圖

 

 

 

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