在設計或優(yōu)化VRM（電壓調節模塊）時(shí)，我們需要其輸出阻抗數據及濾波電感和電容的阻抗數據，以便掌握完整的仿真模型。遺憾的是，供應商所提供的關(guān)于這些器件的數據通常不完整或有錯，或者難以根據測量設置來(lái)解讀。因此，我們不得不自己收集數據。

 

測量需要在整個(gè)所需要的頻率范圍內進(jìn)行，視應用不同，范圍通常從幾kHz到約1GHz。由于這一頻率范圍非常寬，我們通常采用基于S參數的測量。高性能仿真器可直接將S參數器件測量整合進(jìn)AC、DC、瞬態(tài)及諧波平衡仿真中，同時(shí)包括有限元PCB模型。

 

雖然非常有用，但標準的S參數測量通常是不夠的。真正需要的是更大的范圍，即部分S2p測量。我會(huì )解釋為什么需要它以及如何進(jìn)行這種改進(jìn)的測量。

 

S參數是在很寬的頻率范圍內執行測量的簡(jiǎn)單方法，它使用固定阻值端口而不是高阻探頭進(jìn)行測量。用S參數測量阻抗有兩種選擇，一種是反射測量，另一種是THRU測量。

 

一個(gè)端口還是兩個(gè)端口？為什么是部分的？

 

反射或單端口測量是最簡(jiǎn)單的，因為它只需一根電纜。但是它需要復雜的校準，通常包括用于測量的端口的OPEN校準、SHORT校準和LOAD或MATCH校準。大多數VNA（矢量網(wǎng)絡(luò )分析儀）包括從S參數反射測量（S11或S22）到阻抗的轉換，但非常簡(jiǎn)單。以單端口為例，對于給定參考阻抗Zref（典型值50Ω）的反射，S11與器件阻抗之間的關(guān)系如表1所示。

 

表1：?jiǎn)味丝谵D換。

 

我們可以通過(guò)將要測量的設備與測量端口串聯(lián)或并聯(lián)來(lái)執行雙端口測量。表2列出了S21與串聯(lián)和并聯(lián)配置的器件阻抗之間的關(guān)系。

 

表2：雙端口轉換。

 

DC接地回路

 

由于VNA的RF接地和互連測量電纜的串聯(lián)電阻導致的直流接地環(huán)路，致使雙端口分流貫通（shunt-thru）測量出現另一個(gè)問(wèn)題。Keysight E5061B VNA在低頻增益相位端口上具有半浮動(dòng)輸入，可消除直流接地環(huán)路、實(shí)現高達30MHz的低阻抗測量。對于E5061B高頻端口和其它一般的VNA來(lái)說(shuō)，必須使用諸如Picotest J2102A這樣的共模同軸變壓器將直流接地回路縮至最小。否則，低頻測量會(huì )不準確。

 

這些阻抗測量選項的設置如圖1所示。

 

圖1：?jiǎn)味丝诤碗p端口阻抗測量的基本原理圖。

 

圖2中的仿真顯示了每種測量技術(shù)的S參數的大小，它是器件阻抗的函數。隨著(zhù)S參數值接近1.0，所有測量值都失去靈敏性。

 

圖2：作為器件阻抗函數的S參數量值。

 

圖3顯示了S參數量值從0.95到1.0的更高分辨率視圖。

 

圖3：作為器件阻抗函數的S參數量值的更高分辨率視圖。

 

將可測量的S參數（S11、S22或S21）設置為最小40E-6，可獲得合理的信噪比余量和0.95的最大值。每個(gè)測量的范圍如表3所示。

 

表3：測量阻抗范圍。

 

我們需要哪個(gè)范圍？

 

我們通常會(huì )測量VRM、PDN（功率分配網(wǎng)絡(luò )）、電容器和電感器，所以最小阻抗測量一般在mΩ范圍內——無(wú)論是電感器DCR（直流阻值）、VRM輸出阻抗還是電容器ESR（等效串聯(lián)阻抗）。這需要雙端口分流測量。

 

測得的S參數文件必須在整個(gè)仿真頻率范圍內有效。將測量范圍設置為1kHz至500MHz，并使用被稱(chēng)為“實(shí)際測量范圍”的方法，我們可以確定使用雙端口分流測量能夠測量的最大電感或電容。

 

 

使用雙端口分流測量，可測量的最小電容值為800nF，無(wú)法測量高頻去耦電容?？梢栽?00MHz測量的最大電感僅為60nH。即使假設電感的諧振頻率為100MHz，可測量的最大電感也小于1μH，從而將鐵氧體磁珠和大多數輸出濾波電感的測量排除在外。

 

進(jìn)行此測量時(shí)會(huì )出現另一個(gè)問(wèn)題。 S21、S11和S22都測量相同器件，因此測量的阻抗范圍相同。如上所述，S11和S22的測量值低于單端口測量的范圍。例如，在測量電感器時(shí)，DCR將作為S11和S22測量。在測量電容器時(shí)，將使用S11和S22測量ESR。這些單端口測量值在器件典型的低阻抗水平下是無(wú)效的。這就是為什么我們需要“部分”雙端口直通測量的原因。我們只保留S21測量值，并刪除S11和S22，因為它們在阻抗水平低于0.5Ω時(shí)無(wú)效。

 

一些儀器允許將測量結果保存為T(mén)ouchstone阻抗文件，這是一種部分雙端口S參數文件。

 

擴展雙端口范圍

 

我們可以使用串聯(lián)電阻來(lái)擴展測量范圍，以便有效增加端口參考阻抗。這可以讓我們測量去耦電容和更大的電感。圖4顯示了這種測量的結果。

 

圖4：添加串聯(lián)電阻來(lái)擴展雙端口分流測量的阻抗范圍。

 

例如，增加一個(gè)450Ω串聯(lián)電阻可使參考阻抗達到500Ω，從而將測量范圍擴展10倍。在某些情況下，可通過(guò)使用衰減傳輸線(xiàn)示波器探頭來(lái)容納添加的串聯(lián)電阻。1、5、10和20的縮放系數可作為單端口探頭購買(mǎi)。一對探頭可用于進(jìn)行雙端口擴展范圍測量。表4列出了各種串聯(lián)電阻值的測量范圍。

 

表4：各種串聯(lián)電阻值的測量阻抗范圍。

 

表5列出了所包含的串聯(lián)電阻的阻抗變換。

 

表5：包括串聯(lián)電阻的阻抗轉換。

 

對于任何一種極端測量范圍條件下的測量，請務(wù)必執行完整的測量夾具移除校準或對兩個(gè)部件進(jìn)行完整的單端口校準以及THRU校準。如果還包含串聯(lián)電阻，則應在設置中包含串聯(lián)電阻并執行THRU校準。

 

在作為擴展范圍雙端口阻抗測量的示例中，使用了0.1μF陶瓷電容。圖5顯示結果高達30MHz。阻抗測量范圍可能大于1kΩ，或低于9mΩ ESR。

 

圖5： RS=200Ω時(shí)0.1μF電容的測量。

 

高頻、低阻抗測量對非常小的夾具電感都非常敏感；而高頻、高阻抗測量也對極小的夾具電容非常敏感。在高達1GHz的頻率下測量較小的1nF電容結果如圖6所示。

 

圖6：該圖顯示了在高達1GHz的頻率下1nF電容的測量結果。電容ESL結合約1pF的SMA連接器電容產(chǎn)生共振。

 

850MHz的共振是低質(zhì)量SMA連接器的約1pF額外電容造成的。為了在這些頻率下進(jìn)行精確測量，我們需要更好的連接器和/或需要從測量中校準多余的電容。

 

結論

 

擴展范圍技術(shù)和僅保存S21數據或Touchstone Z數據文件提供了調整測量以?xún)?yōu)化測量窗口的方法。這種測量方法的額外好處是，在測量低功率VRM時(shí)，擴展電阻可以減少負載。此技術(shù)也可用于測量電壓基準和閉環(huán)運放的輸出阻抗，而且也可以支持Picotest非侵入式穩定性測量。

 

本文轉載自電子技術(shù)設計。

 

 

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