一些專(zhuān)為電源而設計的低成本、高性能數字控制器上市以后，越來(lái)越多的電源公司開(kāi)始為 PFC 設計選擇使用這些新型數字控制器。相比傳統的模擬控制器，數字控制器擁有許多優(yōu)勢，例如：可編程配置、非線(xiàn)性控制、低組件數目，以及最為重要的復雜功能實(shí)施能力（模擬方法通常較難實(shí)現）。

 

大多數現今的數字電源控制器，例如：TI 的融合數字電源 (Fusion Digital PowerTM) 控制器 UCD30xx 等都有許多集成電源控制外設和一個(gè)電源管理內核，例如：數字環(huán)路補償器、快速模數轉換器 (ADC)、內置停滯時(shí)間的高分辨率數字脈寬調制器 (DPWM)、低功耗微控制器等。它們是如無(wú)橋接 PFC 等復雜高性能電源設計的較好選擇。

 

數字控制無(wú)橋接 PFC

 

在其他一些無(wú)橋接 PFC 拓撲結構中[1] [2]，圖 1 是一個(gè)已經(jīng)為業(yè)界所廣泛采用的無(wú)橋接 PFC 實(shí)例。它具有兩個(gè) DC/DC 升壓電路[3] [4]，一個(gè)由 L1、D1 和S1 組成，而另一個(gè)則由 L2、D2 和 S2 組成。D3 和 D4 為慢速恢復二極管。通過(guò)參考內部電源接地單獨檢測線(xiàn)壓和中性點(diǎn)電壓，測量得到輸入 AC 電壓。通過(guò)對比檢測線(xiàn)壓信號和中性點(diǎn)信號，固件便知道其為一個(gè)正半周期，還是一個(gè)負半周期。在一個(gè)正半周期期間，第一個(gè) DC/DC 升壓電路即 L1-S1-D1 有效，同時(shí)升壓電流回到二極管 D4 的 AC 中性點(diǎn)。在一個(gè)負半周期期間，第二個(gè) DC/DC 升壓電路即 L2-S2-D2 有效，同時(shí)升壓電流回到二極管 D3 的 AC 線(xiàn)。像 UCD3020 這樣的數字控制器用于控制這種無(wú)橋接 PFC。

 

圖 1 數字控制無(wú)橋接 PFC

 

無(wú)橋接 PFC 基本都由兩個(gè)相升壓電路組成，但在任何時(shí)候都只有一個(gè)相有效。對比使用相同功率器件的傳統單相 PFC，無(wú)橋接 PFC 和單相 PFC 的開(kāi)關(guān)損耗應該是一樣的。但是，無(wú)橋接 PFC 電流在任何時(shí)候都只通過(guò)一個(gè)慢速二極管（正半周期為 D4，負半周期為 D3），而非兩個(gè)。因此，效率提高的多少取決于一個(gè)二極管和兩個(gè)二極管之間的傳導損耗差異。另外，通過(guò)完全開(kāi)啟關(guān)閉的開(kāi)關(guān)可以進(jìn)一步提高無(wú)橋接 PFC 效率。例如，在一個(gè)正周期期間，S1 通過(guò) PWM 信號控制，而 S2 則可以完全開(kāi)啟。當流動(dòng)的電流低于某個(gè)值時(shí)，MOSFET S2 的壓降可能會(huì )低于二極管 D4，因此返回電流部分或者全部流經(jīng) L1-D1-RL-S2-L2，然后返回 AC 源。傳導損耗可以降低，電路效率也可以得到提高，特別是在輕負載的情況下。同樣，在一個(gè)負周期期間，S2 開(kāi)關(guān)時(shí)，S1 被完全開(kāi)啟。圖 2 顯示了 S1 和 S2 的控制波形。

 

圖 2 無(wú)橋接 PFC 的 PWM 波形

 

自適應總線(xiàn)電壓和開(kāi)關(guān)頻率控制

 

傳統上，效率指的是滿(mǎn)負載狀態(tài)下高線(xiàn)壓和低線(xiàn)壓的效率?，F在，如計算服務(wù)器和遠距離通信電源等大多數應用，除滿(mǎn)負載狀態(tài)效率以外，還要求 10%-50% 負載范圍狀態(tài)的效率也必須滿(mǎn)足標準規范。大多數 AC/DC 應用中，系統有 PFC 和下游DC/DC 級，因此我們根據整個(gè)系統來(lái)測量效率。若想提高輕負載狀態(tài)下的總系統效率，一種方法是降低 PFC 輸出電壓和開(kāi)關(guān)頻率。這要求了解負載信息，而這項工作通常是通過(guò)使用一些額外電路測量輸出電流來(lái)實(shí)現的。但是，利用數字控制器，便不再需要這些額外電路。輸入 AC 電壓和 DC 輸出電壓相同時(shí)，輸出電流與電壓環(huán)路輸出成正比。因此，如果我們知道電壓環(huán)路的輸出，我們便可以相應地調節頻率和輸出電壓。使用數字控制器以后，電壓環(huán)路通過(guò)固件來(lái)實(shí)現，其輸出已知，所以實(shí)現這種特性便十分容易，并且成本比使用模擬方法要低得多。

 

通過(guò)變流器實(shí)現電流檢測

 

無(wú)橋接 PFC 的難題之一是如何檢測整流后的 AC 電流。如前所述，AC 返回電流（部分或者全部）可能會(huì )流經(jīng)處于非活動(dòng)狀態(tài)的開(kāi)關(guān)，而非慢速二極管 D3/D4。因此，在接地通路中使用一個(gè)分路器來(lái)檢測電流（通常在傳統 PFC 中使用），已不再適用。取而代之的是，使用一個(gè)變流器 (CT)，每相一個(gè)（圖 1）。這兩個(gè)變流器的輸出被整流，然后組合在一起，產(chǎn)生電流反饋信號。由于在任何時(shí)候都只有一個(gè)變流器整流輸出信號，即使在其組合時(shí)也是如此，因此任何時(shí)候都只有一個(gè)反饋電流信號。

 

圖 3 連續導通模式的檢測電流波形

 

圖 4 非連續導通模式的檢測電流波形

 

如圖 3-4 所示，由于變流器放置在開(kāi)關(guān)的右上方，因此其只檢測開(kāi)關(guān)電流（只是電感電流的上升部分）。數字控制實(shí)施時(shí)，在時(shí)間 Ta 的 PWM 中間測量該開(kāi)關(guān)電流信號。它是一個(gè)瞬時(shí)值，在圖 3-4 中以 Isense 表示。僅當該電流為連續電流時(shí)，測得開(kāi)關(guān)電流 Isense 才等于平均 PFC 電感電流（請參見(jiàn)圖 3）。該電流變?yōu)槿鐖D 4 所示非連續電流時(shí)，Isense 不再等于平均 PFC 電感電流。為了計算電感平均電流，應該建立某個(gè)開(kāi)關(guān)時(shí)間期間中間點(diǎn)檢測電流 Isense 和平均電感電流之間的關(guān)系，并且這種關(guān)系應該同時(shí)適用于連續導通模式 (CCM) 和非連續導通模式 (DCM)。

 

就一個(gè)穩態(tài)運行的升壓型轉換器而言，升壓電感的第二電壓應在所有開(kāi)關(guān)期間都保持平衡：

 

   方程式 (1)

 

其中，Ta 為電流上升時(shí)間（PWM 導通時(shí)間），Tb 為電流下降時(shí)間（PWM 關(guān)閉時(shí)間），VIN 為輸入電壓，而 VO 為輸出電壓，并假設所有電源器件均為理想狀態(tài)。

 

由圖 3-4，我們可以通過(guò) Isense 計算出電感平均電流 Iave：

 

   方程式 (2)

 

其中，T 為開(kāi)關(guān)時(shí)間。

 

將（1）和（2）組合，我們得到：

 

   方程式 (3)

 

通過(guò)方程式 3，平均電感電流 Iave 表示為瞬時(shí)開(kāi)關(guān)電流 Isense。理想電流 Iave 和 Isense 為電流控制環(huán)路的電流基準。檢測到現實(shí)瞬時(shí)開(kāi)關(guān)電流后，將其與該基準對比，誤差被發(fā)送至一個(gè)快速誤差 ADC (EADC)，最終將數字化的誤差信號發(fā)送至一個(gè)數字補償器，以關(guān)閉電流控制環(huán)路。

 

動(dòng)態(tài)調節環(huán)路補償器

 

總諧波失真 (THD) 和功率因數 (PF) 是兩個(gè)判定 PFC 性能非常重要的標準。一個(gè)好的環(huán)路補償器應該具有較好的 THD 和 PF。但是，PFC 的輸入范圍如此之寬，其可以從 80 Vac 擴展至高達 265 Vac。低線(xiàn)壓狀態(tài)下?lián)碛休^高性能的補償器，在高線(xiàn)壓狀態(tài)下未必能夠較好地工作。最佳方法是根據輸入電壓相應地調節環(huán)路補償器。這對一個(gè)模擬控制器來(lái)說(shuō)可能是一項不可能完成的任務(wù)，但對于如 UCD3020 等一些數字控制器來(lái)說(shuō)，則可以輕松地實(shí)現。

 

這種芯片中的數字補償器是一種數字濾波器，其由一個(gè)與一階 IIR 濾波器級聯(lián)的二階無(wú)限脈沖響應 (IIR) 濾波器組成?？刂茀导此^的系數，均保存在一組寄存器中。該寄存器組被稱(chēng)作記憶槽。共有兩條這種記憶槽，每條可存儲不同的系數。只有一條記憶槽的系數有效，用于補償計算，而另一條則處于未激活狀態(tài)。固件始終都可以向未激活的記憶槽加載新的系數。在 PFC 運行期間，可在任何時(shí)候調換系數記憶槽，以便允許補償器使用不同的控制參數，適應不同的運行狀態(tài)。

 

有這種靈活性以后，我們可以存儲兩個(gè)不同的系數組（一個(gè)用于低線(xiàn)壓，另一個(gè)用于高線(xiàn)壓），并根據輸入電壓調換系數。環(huán)路帶寬、相位余量和增益余量都可在低線(xiàn)壓和高線(xiàn)壓下得到優(yōu)化。利用這種動(dòng)態(tài)調節控制環(huán)路系數，并使用固件來(lái)對變流器可能出現的偏移量進(jìn)行補償，可以極大地改善 THD 和 PF。圖 5-6 是一些基于 1100W 無(wú)橋接 PFC 的測試結果，低線(xiàn)壓時(shí) THD 為 2.23%，高線(xiàn)壓時(shí) THD 為 2.27%，而 PF 分別為 0.998 和 0.996。

 

圖 5 低線(xiàn)壓的 VIN和IIN 波形（VIN = 110V, 負載= 1100W, THD = 2.23%, PF = 0.998）

 

圖 6 高線(xiàn)壓的VIN和IIN波形（VIN = 220V, 負載= 1100W, THD = 2.27%, PF = 0.996）

 

改善輕負載 PF

 

每個(gè) PFC 在輸入端都有一定的電磁干擾 (EMI) 濾波器。EMI 濾波器的 X 電容器會(huì )引起 AC 輸入電流引導 AC 電壓，從而影響 PF。在輕負載和高線(xiàn)壓狀態(tài)下，這種情況變得更糟糕。PF 很難滿(mǎn)足嚴格的規范。要想增加輕負載的 PF，我們需要相應地強制電流延遲。我們如何實(shí)現呢？

 

我們都知道，PFC 電流控制環(huán)路不斷嘗試強制電流匹配其基準。該基準基本上為 AC 電壓信號，只是大小不同。因此，如果我們能夠延遲電壓檢測信號，并將延遲后的電壓信號用于電流基準生成，便可以讓電流延遲來(lái)匹配 AC 電壓信號，從而使 PF 得到改善。這對一個(gè)模擬控制器來(lái)說(shuō)很困難，但對數字控制而言，只需幾行代碼便可以實(shí)現。

 

首先，輸入 AC 電壓通過(guò) ADC 測量。固件讀取經(jīng)測量的電壓信號，增加一些延遲，然后使用延遲后的信號來(lái)生成電流基準。圖 7-8 顯示了基于 1100W 無(wú)橋接 PFC 的測試結果。在這種測試中，Vin = 220V，Vout = 360V，而負載 = 108W（約全部負載的 10%）。通道 1 為 Iin，通道 2 為 Vin，通道 4 為帶延遲的測量 VIN 信號。圖 7 中，經(jīng)測量的Vin沒(méi)有增加延遲，PF=0.86，THD=8.8%。圖 8 中，測量 Vin 信號被延遲了 300us，PF 改善至 0.90。進(jìn)一步改善PF是可能的，但付出的代價(jià)是 THD，因為進(jìn)一步延遲電流基準在 AC 電壓交叉點(diǎn)產(chǎn)生更多的電流失真。圖 9 中，測量 Vin 被延遲了 500us，PF 改善為 0.92。但是，電流在電壓交叉點(diǎn)出現失真。結果，THD 變得更糟糕，達到 11.3%。

 

圖 7 無(wú)測量 VIN 延遲

 

圖 8 測量 VIN 延遲 300us。

 

圖 9 測量 VIN 延遲 500us。

 

非線(xiàn)性控制

 

相比電流環(huán)路，電壓環(huán)路控制復雜度更低。數字實(shí)施時(shí)，輸出電壓 VO 通過(guò)一個(gè) ADC 檢測，然后同電壓基準比較。我們可以使用一個(gè)簡(jiǎn)單的比例積分 (PI) 控制器來(lái)關(guān)閉該環(huán)路。

 

   方程式 (4)

 

其中，U 為控制輸出，Kp 和 Ki 分別為比例項和積分調節增益。E[n] 為 DC 輸出電壓誤差采樣。

 

如前所述，使用數字控制的諸多好處之一是它能夠實(shí)現非線(xiàn)性控制。我們使用非線(xiàn)性 PI 控制的目的便是提高瞬態(tài)響應。圖 10 顯示了非線(xiàn)性 PI 控制的一個(gè)實(shí)例。誤差更大時(shí)（通過(guò)出現在瞬態(tài)下），使用更大的 Kp。誤差超出設置限制時(shí)這樣會(huì )加速環(huán)路響應，同時(shí)恢復時(shí)間縮短。使用積分器時(shí)，又是另外一種情況。眾所周知，積分器用于消除穩態(tài)誤差。但是，它通常會(huì )引起飽和問(wèn)題，并且其 90 度相位滯后也會(huì )影響系統穩定性。正因如此，我們使用了一個(gè)非線(xiàn)性積分調節增益[5]（圖 10）。誤差超出一定程度時(shí)，積分調節增益Ki減小，以防止出現飽和、過(guò)沖和不穩定性等問(wèn)題。

 

圖 10 非線(xiàn)性PI控制

 

數字電壓環(huán)路控制的另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)被稱(chēng)為積分抗飽和。它一般出現在 AC 壓降狀態(tài)下。當 AC 壓降出現，并且下游負載繼續吸取電流時(shí)，DC 輸出電壓開(kāi)始下降，但是 PFC 控制環(huán)路仍然嘗試調節其輸出。因此，積分器積聚，并可能出現飽和，這種情況被稱(chēng)為積分器飽和。一旦AC恢復，飽和積分器便可能會(huì )引起 DC 輸出電壓過(guò)沖。若想防止出現這種情況，則一旦探測到 AC 恢復，固件就重設積分器，同時(shí) DC 輸出達到其調節點(diǎn)。

 

數字控制器還可以做得更多，例如：頻率抖動(dòng)、系統監控、通信等，并且可以為無(wú)橋接 PFC提供靈活的控制、更高的集成度以及更高的性能。在一些高端的 AC/DC 設計中，現在越來(lái)越多的設計正在使用數字控制器。

 

參考文獻

 

1. 2010 年 7 月《電源電子技術(shù)》文章《真正的無(wú)橋接 PFC 轉換器實(shí)現了超過(guò) 98% 的效率 0.999 的功率因數》，作者：Slobodan Cuk。

2. 2007 年《IEEE》文章《無(wú)橋接 PFC 升壓整流器性能評估》，作者：Laszlo Huber、Yungtaek Jang、Milan M. Jovanovi?。

3. 1999 年 1 月第 1 卷第 8 節《國際電信能源大會(huì ) (INTELEC) 草案》的《更低傳導及整流換向損耗的高功率因數整流器》，作者:A.F. Souza 和 I. Barbi。

4. 2004 年《電源電子（歐洲）》第 7 期33-35 頁(yè)《第二代 PFC 解決方案》，作者：T. Ernö 和 M. Frisch。

5. 2002 年 4 月《ISA 會(huì )刊》vol.41, no.2 p. 177-89，《線(xiàn)性到非線(xiàn)性控制方法：一種實(shí)用的改進(jìn)》，作者：Zhiqiang Gao。

 

作者：Bosheng Sun、System Engineer 以及 Zhong Ye，德州儀器 (TI) 系統工程經(jīng)理

 

Bosheng Sun 現任 TI 系統工程師，主要負責系統和固件設計、TI Fusion 數字電源產(chǎn)品的開(kāi)發(fā)與測試。Bosheng 畢業(yè)于克里夫蘭州立大學(xué) (Cleveland State University)，獲電子工程碩士學(xué)位。

 

Zhong Ye 現任 TI 高性能隔離產(chǎn)品系統工程經(jīng)理。Zhong 畢業(yè)于福州大學(xué) (Fuzhou University)，獲電子工程碩士學(xué)位，后又畢業(yè)于美國托萊多大學(xué) (Toledo University)，獲電源電子博士學(xué)位。

 

 

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