承前：電源噪聲是由電流回路阻抗和瞬態(tài)電流共同作用引起的。在PCB設計實(shí)際運用中，控制電源噪聲的關(guān)鍵就是降低電源回路的阻抗。所以我們在設計過(guò)程中一定要關(guān)注電源隱藏的回路。

 

本節：讓我們來(lái)探討下我們設計中經(jīng)常遇到的麻煩問(wèn)題，這種問(wèn)題往往帶來(lái)的就是大量工作量的修改，我們跨分割是否允許，信號換層是否能夠接受以及如何改善它們？

 

設計到后期階段如果出現了重要信號跨分割，那肯定就要修改優(yōu)化，如果項目密度稍微大點(diǎn)，我們就得整上個(gè)以天來(lái)計算的改動(dòng)。在避免發(fā)生這個(gè)的時(shí)候，我們得先來(lái)分析why?同樣的對于信號換層，換到哪層更好也來(lái)分析下。

 

設計到后期階段如果出現了重要信號跨分割，那肯定就要修改優(yōu)化，如果項目密度稍微大點(diǎn)，我們就得整上個(gè)以天來(lái)計算的改動(dòng)。在避免發(fā)生這個(gè)的時(shí)候，我們得先來(lái)分析why?同樣的對于信號換層，換到哪層更好也來(lái)分析下。

 

跨分割
 

話(huà)說(shuō)不能腳踏兩只船，那在PCB設計中該如何了？跨分割到底是怎么一回事，與返回路徑有關(guān)嗎？有什么壞處？

 

a,我們設計時(shí)在參考平面跨了分割（以跨同一平面來(lái)解釋?zhuān)缤暾牡仄矫嬗幸粭l間隙），，這使得返回路徑被迫繞道而行，返回路徑與信號路徑之間的阻抗將會(huì )比之前的加大，從而造成返回路徑上阻抗的不連續。（當到參考平面的環(huán)路面積增大的時(shí)候，阻抗變大）。

 

b,我們從不同信號返回路徑重疊的情況分析，信號返回路徑上是會(huì )有串擾。由于這個(gè)間隙的存在，許多與之信號路徑平行的其他信號，返回時(shí)阻抗最小的路徑都是在這個(gè)間隙段，使這里成為串擾的集中點(diǎn)。電流的交疊是不會(huì )有串擾的，串擾來(lái)自由于信號路徑與返回路徑包成的面積增加，而形成了一個(gè)近場(chǎng)耦合器類(lèi)似的東西。

 

c,我們從EMI角度上看，我們知道當回流信號遇到不連續處時(shí)，這個(gè)不連續處就會(huì )形成一個(gè)回路，而回路面積和EMI有關(guān)，這就造成了一個(gè)本不存在的EMI問(wèn)題，建議改為EMC。

 

 

信號換層無(wú)法避免，那換層時(shí)回流路徑怎么破？
 

a,信號換層時(shí)，最好不要改變參考層。在這種情況下，返回路徑無(wú)需換層，即信號的換層對其返回路徑?jīng)]有影響。

 

b,信號換層時(shí)，最好不要改變參考層的網(wǎng)絡(luò )屬性。雖然參考層發(fā)生了改變，但如果同為GND或電源屬性，可利用附近的GND或電源的過(guò)孔實(shí)現返回路徑的通路（這個(gè)也正是說(shuō)明了換層處加地孔的原因）雖然這個(gè)過(guò)程發(fā)生了阻抗的變化，但由于過(guò)孔的尺寸較小，容性、感性寄生部分較低，過(guò)孔本身產(chǎn)生的阻抗變化可以忽略，因此對返回路徑的影響不大。如果網(wǎng)絡(luò )屬性發(fā)生了改變，，返回路徑就只能借助平面耦合電容或單板上的電源耦合電容，且兩參考層之間存在層間阻抗。同時(shí)會(huì )不可避免的產(chǎn)生一些壓降，信號發(fā)生畸變。

 

注意：在信號過(guò)孔附近增加的同屬性的過(guò)孔，一般要求該過(guò)孔與信號過(guò)孔的距離不要太遠，50mil以?xún)仁潜容^合適的。同時(shí)當很多信號換層時(shí)，主要添加多一些過(guò)孔，這些過(guò)孔同時(shí)不應太近，避免信號回路上產(chǎn)生串擾。

c,如果換層前后兩參考層網(wǎng)絡(luò )屬性不同，那就只能盡量要求兩參考層相距較近，以減少層間阻抗和返回路徑上的壓降了。

 

對于設計者來(lái)說(shuō)，當然是以不跨分割，不換層為最好的。