中心議題：
- 雙開(kāi)關(guān)正激轉換器更易于實(shí)現
- 探討雙開(kāi)關(guān)正激轉換器在低待機能耗應用中的設計
解決方案：
- 比較三次繞組、RCD鉗位及雙開(kāi)關(guān)正激等常見(jiàn)的磁芯復位技術(shù)；
- 分析雙開(kāi)關(guān)正激轉換器的優(yōu)勢
- 基于雙開(kāi)關(guān)正激磁芯復位技術(shù)的NCP1252固定頻率控制器
摘要：與三次繞組和RCD鉗位等常見(jiàn)變壓器磁芯復位技術(shù)相比，雙開(kāi)關(guān)正激技術(shù)不需要特殊的復位電路，更易于實(shí)現，且保證可靠的磁芯復位，適用的功率等級比單開(kāi)關(guān)正激技術(shù)更高。安森美半導體的NCP1252是一款增強型雙開(kāi)關(guān)正激轉換器，具有可調節開(kāi)關(guān)頻率及跳周期模式，帶閂鎖過(guò)流保護等多種保護特性，適合計算機ATX電源、交流適配器、UC38xx替代及其它任何需要低待機能耗的應用。
單開(kāi)關(guān)(或稱(chēng)單晶體管)正激轉換器是一種最基本類(lèi)型的基于變壓器的隔離降壓轉換器，廣泛用于需要大降壓比的應用。這種轉換器的優(yōu)點(diǎn)包括只需單顆接地參考晶體管，及非脈沖輸出電流減小輸出電容的均方根紋波電流含量等。但這種轉換器的功率能力小于半橋或全橋拓撲結構，且變壓器需要磁芯復位，使這種轉換器的最大占空比限制在約50%。此外，金屬氧化物半導體場(chǎng)效應管(MOSFET)開(kāi)關(guān)的漏電壓變化達輸入電壓的兩倍或更多，使這種拓撲結構較難于用在較高輸入電壓的應用。
圖1：正激轉換器不帶磁芯復位與帶磁芯復位之對比。
正激轉換器中，變壓器的磁芯單方向磁化，在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期都需要采用相應的措施來(lái)使磁芯復位到初始值，否則勵磁電流會(huì )在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期增大，經(jīng)歷幾個(gè)周期后會(huì )使磁芯飽和，損壞開(kāi)關(guān)器件。相對而言，如果有磁芯復位，電流就不會(huì )在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期增大，電壓會(huì )基于勵磁電感(Lmag)反相并使磁芯復位。圖1以單開(kāi)關(guān)正激轉換器為例，簡(jiǎn)要對比了無(wú)磁芯復位與有磁芯復位的電路圖及勵磁電感電流波形。
有3種常見(jiàn)的標準磁芯復位技術(shù)，分別是三次繞組，電阻、電容、二極管(RCD)鉗位和雙開(kāi)關(guān)正激。三次繞組磁芯復位技術(shù)的電路示意圖參見(jiàn)圖1b)，這種技術(shù)能夠提供大于50%的占空比，但開(kāi)關(guān)Q1的峰值電壓可能大于輸入電壓的2倍，而且變壓器有三次繞組，使變壓器結構更復雜。RCD鉗位磁芯復位技術(shù)也能使占空比大于50%，但需要寫(xiě)等式和仿真，以檢驗復位的正確性，讓設計過(guò)程更復雜。RCD鉗位技術(shù)的成本比三次繞組技術(shù)低，但由于復位電路中的鉗位電阻消耗能量，影響了電源轉換效率。
圖2：雙開(kāi)關(guān)正激轉換器電路原理圖。
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與前兩種磁芯復位技術(shù)相比，雙開(kāi)關(guān)正激更易于實(shí)現，而且開(kāi)關(guān)Q1上的峰值電壓等于輸入電壓，降低了開(kāi)關(guān)所承受的電壓應力。這種技術(shù)需要額外的MOSFET (Q2)和高端驅動(dòng)器，且需要2個(gè)高壓低功率二極管(D3和D4)，參見(jiàn)圖2。雙開(kāi)關(guān)正激技術(shù)的每個(gè)開(kāi)關(guān)周期包含3步：第1步，開(kāi)關(guān)Q1、Q2及二極管D1導通，二極管D2、D3及D4關(guān)閉；第2步，開(kāi)關(guān)Q1、Q2及二極管D1關(guān)閉，而二極管D2、D3及D4導通；第3步，開(kāi)關(guān)Q1、Q2及二極管D1仍然關(guān)閉，二極管D2仍然導通，而二極管D3及D4則關(guān)閉。
當然，采用這種技術(shù)后，轉換器就成了雙開(kāi)關(guān)正激轉換器，它不同于單開(kāi)關(guān)正激轉換器，不需要特殊的復位電路就可以保證可靠的變壓器磁芯復位，可靠性高，適合更高功率等級。
NCP1252雙開(kāi)關(guān)正激轉換器演示板規格概覽
NCP1252是安森美半導體新推出的一款改進(jìn)型雙開(kāi)關(guān)正激轉換器，適合于計算機ATX電源、交流適配器、UC38XX替代及其它任何要求低待機能耗的應用，相關(guān)能效測試結果將在后文提及。這器件也是一種固定頻率控制器，帶跳周期模式，能夠提供真正的空載工作。此外，NCP1252具有可調節開(kāi)關(guān)頻率，增強設計靈活性；還帶有閂鎖過(guò)流保護功能，能夠承受暫時(shí)的過(guò)載。其它特性還包括可調節軟啟動(dòng)時(shí)長(cháng)、內部斜坡補償、自恢復輸入欠壓檢測等。
NCP1252與市場(chǎng)上不含輸入欠壓檢測 、軟啟動(dòng)及過(guò)載檢測的UC384x系列器件相比，提供這系列器件所不包含的這些功能(額外實(shí)現成本為0.07美元)，降低成本并提升可靠性。
安森美半導體基于NCP1252構建的演示板規格包括：
輸入電壓范圍：350至410 Vdc；
輸出電壓：12 Vdc，精度±5%；
額定輸出功率：96 W (8 A)；
最大輸出功率：120 W (每分鐘持續5秒)；
最小輸出功率：真正空載(無(wú)假負載)；
輸出紋波：50 mV峰值至峰值；
最大瞬態(tài)負載階躍：最大負載的50%；
最大輸出壓降：250 mV (5 µs內從輸出電流=50%到滿(mǎn)載(5 A到10 A))。
NCP1252應用設計：功率元件計算
1) 變壓器匝數比、占空比及勵磁電感
首先計算變壓器在連續導電模式(CCM)下的匝數比N。
根據等式(1)可以推導出等式(2)：
其中，Vout是輸出電壓，η是目標能效，Vbulk min是最小輸入電壓(即350 Vdc)，DCmax是NCP1252的最大占空比，N是變壓器匝數比。
相應我們也可以驗證出高輸入線(xiàn)路電壓(410 Vdc)時(shí)最小占空比，見(jiàn)等式(3)：
為了恰當地磁芯復位，需要極小的勵磁電流來(lái)對繞組電壓反相。根據經(jīng)驗法則，勵磁電流為初次峰值電流(I
p_pk)的10%。其中，I
p_pk取值0.94，這數值的計算過(guò)程參見(jiàn)后文。變壓器勵磁電感的計算見(jiàn)等式(4)：
2) LC輸出濾波器
首先選擇交越頻率(fC)。因開(kāi)關(guān)噪聲緣故，fC大于10 kHz時(shí)要求無(wú)噪聲布線(xiàn)，難于設計。故不推薦在較高的頻率交越，直接選定fC為10 kHz。
如果我們假定由fC、輸出電容(Cout)及最大階躍負載電流(ΔIout)確定出ΔIout 時(shí)的最大壓降(Vout)為250 mV，我們就能寫(xiě)出下述等式：
我們選擇的是2顆松下FM系列的1,000 µF@16V 電容。從電容規范中解析出：
I
c,rms=5.36 A @ TA=+105 ℃
R
ESR,low = 8.5 mW @ TA = +20 ℃
R
ESR,high = 28.5 mW @ TA = -10 ℃
接下來(lái)，以ΔIout = 5 A 來(lái)計算ΔVout ，見(jiàn)等式(7)：
這里有一個(gè)經(jīng)驗法則，就是選擇等式(6)計算出來(lái)的值一半的等效串聯(lián)電阻(ESR)電容：RESR,max = 22 mW @ 0 ℃。這個(gè)規則考慮到了電容工藝變化，以及留出一些電源在極低環(huán)境溫度條件下啟動(dòng)工作時(shí)的裕量。
最大峰值到峰值電流(ΔIL)的計算見(jiàn)等式(8)：
要獲取輸出電感值，我們能夠寫(xiě)出關(guān)閉時(shí)間期間的降壓紋波電流等式：
(12)
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對等式(9)進(jìn)行轉換，就可以得到等式(10)，最終我們選擇27 µH的標準值。
輸出電容的均方根電流(ICout,rms)計算見(jiàn)等式(11)：
其中，額定電感時(shí)間常數(τ)的計算見(jiàn)等式(12)：
3) 變壓器電流
經(jīng)過(guò)一系列計算(詳細計算過(guò)程參見(jiàn)參考資料3)，可以得到：次級峰值電流(IL_pk)為11.13 A，次級谷底電流(IL_valley)為8.86 A，初級峰值電流(Ip_pk)為0.95 A，初級谷底電流(Ip_valley)為0.75 A，初級均方根電流(Ip,rms)為0.63 A。
4) MOSFET
由于NCP1252是雙開(kāi)關(guān)正激轉換器，故作為開(kāi)關(guān)的功率MOSFET的最大電壓限制為輸入電壓。通常漏極至源極擊穿電壓(BVDSS)施加了等于15%的降額因數，如果我們選擇500 V的功率MOSFET，降額后的最大電壓應該是：500 V x 0.85 = 425 V。我們選擇的功率MOSFET是采用TO220封裝的FDP16N50，其BVDSS為500 V，導通阻抗(RDS(on))為0.434 Ω(@Tj=110℃)，總門(mén)電荷(QG)為45 nC，門(mén)極至漏極電荷(QGD)為14 nC。
MOSFET的導電損耗、開(kāi)關(guān)導通損耗計算見(jiàn)等式(13)到(14)：
其中，交迭時(shí)間(Δt)由下列等式計算得出：
MOSFET的開(kāi)關(guān)關(guān)閉損耗見(jiàn)等式(16)：
其中，交迭時(shí)間(Δt)由下列等式計算得出：
因此，MOSFET的總損耗為：
5) 二極管
次極二極管D1和D2維持相同的峰值反相電壓(PIV)，結合二極管降額因數(kD)為40%，可以計算出PIV，見(jiàn)等式(19)：
由于PIV<100 V，故能夠選擇30 A、60 V、TO-220封裝的肖特基二極管MBRB30H60CT。
二極管導通時(shí)間期間的導電損耗為：
關(guān)閉時(shí)間期間的導電損耗為：
NCP1252應用設計：NCP1252元件計算
1) 用于選擇開(kāi)關(guān)頻率的電阻Rt
采用一顆簡(jiǎn)單電阻，即可在50至500 kHz范圍之間選擇開(kāi)關(guān)頻率(FSW)。假定開(kāi)關(guān)頻率為125 kHz，那么我們就可以得到：
其中，VRt是Rt引腳上呈現的內部電壓參考(2.2 V)。
2) 感測電阻
NCP1252的最大峰值電流感測電壓達1 V。感測電阻(Rsense)以初級峰值電流的20%余量來(lái)計算，其中10%為勵磁電流，10%為總公差：
3) 斜坡補償
斜坡補償旨在防止頻率為開(kāi)關(guān)頻率一半時(shí)出現次斜坡振蕩，這時(shí)轉換器工作在CCM，占空比接近或高于50%。由于是正激拓撲結構，重要的是考慮由勵磁電廠(chǎng)所致的自然補償。根據所要求的斜坡補償(通常為50%至100%)，僅能夠外部增加斜坡補償與自然補償之間的差值。
目標斜坡補償等級為100%。相關(guān)計算等式如下：
內部斜坡：
初級自然斜坡：
次級向下斜坡：
自然斜坡補償：
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由于自然斜坡補償低于100%的目標斜坡補償，我們需要計算約33%的補償：
由于RcompCCS網(wǎng)絡(luò )濾波需要約220 ns的時(shí)間常數，故：
4) 輸入欠壓電阻
輸入欠壓(BO)引腳電壓低于VBO參考時(shí)連接IBO電流源，從而產(chǎn)生BO磁滯。
NCP1252演示板圖片及性能概覽
NCP1252演示板的詳細電路圖參見(jiàn)參考資料2,其頂視圖和底視圖則見(jiàn)圖3。
圖3：NCP1252演示板的頂視圖及底視圖。
在室溫及額定輸入電壓(390 Vdc)條件下，NCP1252演示板不同負載等級時(shí)的能效如圖4所示。從此圖可以看出，負載高于40%最大負載時(shí)，工作能效高于90%。這演示板還能藉在轉換器次級端同步整流，進(jìn)一步提升能效達幾個(gè)百分點(diǎn)。
圖4：NCP1252演示板在室溫及額定輸入電壓(390 Vdc)條件下的能效圖。
如前所述，NCP1252提供軟啟動(dòng)功能，其中一個(gè)目標應用就是替代UC38xx。NCP1252有一個(gè)專(zhuān)用引腳，支持調節軟啟動(dòng)持續時(shí)間及控制啟動(dòng)期間的峰值。
另外，NCP1252的待機能耗性能也很突出。這器件能藉將輸入欠壓(BO)引腳接地來(lái)關(guān)閉，而關(guān)閉時(shí)VCC輸入端汲入的電流小于100 µA。
總結：
本文介紹了正激轉換器磁芯復位技術(shù)的原理，比較了三次繞組、RCD鉗位及雙開(kāi)關(guān)正激等常見(jiàn)的磁芯復位技術(shù)，分析了雙開(kāi)關(guān)正激轉換器的優(yōu)勢，并結合安森美半導體基于雙開(kāi)關(guān)正激磁芯復位技術(shù)的NCP1252固定頻率控制器，分享了這雙開(kāi)關(guān)正激轉換器的應用設計過(guò)程。這器件集成了輸入欠壓檢測、軟啟動(dòng)及過(guò)載檢測等眾多特性。測試結果顯示，NCP1252提供極高的工作能效和極低的待機能耗，適合UC38xx替代、ATX電源、適配器及其它任何要求低待機能耗的應用。
