隨著(zhù)切換速度的加快，現代數字系統遇到了一系列難題，例如：信號反射、延遲衰落、串音、和電磁兼容失效等等。當集成電路的切換時(shí)間下降到5納秒或4納秒或更低時(shí)，印刷電路板本身的固有特性開(kāi)始顯現出來(lái)。不幸的是，這些特性是有害的，在設計過(guò)程中應該盡量設法避開(kāi)。 在高頻電路中，串音可能是最難理解和預測的，但是，它可以被控制甚至被消除掉。

 

 

當信號沿著(zhù)印刷電路板的布線(xiàn)傳播時(shí)，其電磁波也沿著(zhù)布線(xiàn)傳播，從集成電路芯片一端傳到線(xiàn)的另一端。在傳播過(guò)程中，由于電磁感應，電磁波引起了瞬變的電壓和電流。

 

電磁波包括隨時(shí)間變化的電場(chǎng)和磁場(chǎng)。在印刷電路板中，實(shí)際上，電磁場(chǎng)并不限制在各種布線(xiàn)內，有相當一部分的電磁場(chǎng)能量存在于布線(xiàn)之外。所以，如果附近有其它線(xiàn)路，當信號沿一根導線(xiàn)傳播時(shí)，其電場(chǎng)和磁場(chǎng)將會(huì )影響到其它線(xiàn)路。根據麥克斯韋爾方程，時(shí)變電及磁場(chǎng)會(huì )使鄰近導產(chǎn)生電壓和電流，因此，信號傳播過(guò)程中伴隨的電磁場(chǎng)將會(huì )使鄰近線(xiàn)路產(chǎn)生信號，這樣，就導致了串音。 

在印刷電路板中，引起串音的線(xiàn)路通常稱(chēng)為“侵入者”。受串音干擾的線(xiàn)路通常稱(chēng)為“受害者”。在任何“受害者”中的串音信號都可被分為前向串音信號和后向串音信號，這兩種信號部分地由于電容耦合和電感耦合引起。串音信號的數學(xué)描述是非常復雜的，但是，如同湖面上的高速快艇，前向和后向串音信號的某些量化特徵還是能被人們所理解。

 

高速快艇對水產(chǎn)生兩種影響。首先，快艇在船頭激起浪花，弧形的漣漪好像隨著(zhù)快艇一起前進(jìn)；其次，當快艇行駛一段時(shí)間后，會(huì )在身后留下長(cháng)長(cháng)的水跡。 

 

這很類(lèi)似于信號通過(guò)“侵入者”時(shí)，“受害者”的反應。“受害者”中有兩種串音信號：位于侵入信號之前的前向信號，像船頭的水和漣漪；落后于侵入信號的后向信號，像船開(kāi)遠后仍在湖中的水跡。

 

 

前向串音表現為兩種相互關(guān)聯(lián)的特性：容性和感性。“侵入”信號前進(jìn)時(shí)，在“受害者”中產(chǎn)生與之同相的電壓信號，這個(gè)信號的速度與“侵入”信號相同，但又始終位于“侵入”信號之前。這意味著(zhù)串音信號不會(huì )提前傳播，而是和“侵入”信號同速并耦合入更多的能量。 

 

由于“侵入”信號的變化引起串音信號，所以前向串音脈沖不是單極性的，而是具有正負兩個(gè)極性。脈沖持續時(shí)間等于“侵入”信號的切換時(shí)間。

 

導線(xiàn)間的耦合電容決定了前向串音脈沖的幅值，而耦合電容是由許多因素決定的，例如印刷電路板的材料，幾何尺寸，線(xiàn)路交叉位置等等。幅值和平行線(xiàn)路間的距離成比例：距離越長(cháng)，串音脈沖就越大。然而，串音脈沖幅值有一個(gè)上限，因為“侵入”信號漸漸地失去了能量，而“受害者”又反過(guò)來(lái)耦合回“侵入者”。 前向串音的電感特性

當“侵入”信號傳播時(shí)，它的時(shí)變磁場(chǎng)同樣會(huì )產(chǎn)生串音：具有電感特性的前向串音。但是感性串音和容性串音明顯不同：前向感性串音的極性和前向容性串音的極性相反。這因為在前進(jìn)方向，串音的容性部分和感性部分在競爭，在相互抵消。實(shí)際上，當前向容性和感性串音相等時(shí)，就不存在前向串音。

 

在許多設備中，前向串音相當小，而后向串音成了主要問(wèn)題，尤其對于長(cháng)條形電路板，因為電容耦合增強了。但是，在沒(méi)有仿真的前提下，實(shí)際無(wú)法知道感性和容性串音抵消到何種程度。

 

如果你測到了前向串音，你就可以根據其極性判別你的走線(xiàn)是容性耦合還是感性耦合。如果串音極性和“侵入”信號相同，容性耦合占主要地位，反之，感性耦合占主要地位。在印刷電路板中，通常是感性耦合更強些。

后向串音發(fā)生的物理理和前向串音相同：“侵入”信號的時(shí)變電場(chǎng)和磁場(chǎng)引起“受害者”中的感性和容性信號。但是這兩者之間也有所不同。

 

最大的不同是后向串音信號的持續時(shí)間。因為前向串音和“侵入”信號的傳播方向及速度相同，所以前向串音的持續時(shí)間和“侵入”信號等長(cháng)。但是，后向串音和“侵入”信號反方向傳播，它滯后于“侵入”信號，并引起一長(cháng)串脈沖。 

 

與前向串音不同，后向串音脈沖的幅值與線(xiàn)路長(cháng)度無(wú)關(guān)，其脈沖持續期是“侵入”信號延遲時(shí)間的兩倍。為什麼呢？假設你從信號出發(fā)點(diǎn)觀(guān)察后向串音，當“侵入”信號遠離出發(fā)點(diǎn)時(shí)，它仍在產(chǎn)生后向脈沖，直到另一個(gè)延遲信號出現。這樣，后向串音脈沖的整個(gè)持續時(shí)間就是“侵入”信號延遲時(shí)間的兩倍。

 

 

你可能不關(guān)心驅動(dòng)芯片和接收芯片的串音干擾。然而，你為什麼要關(guān)心后向脈沖呢？因為驅動(dòng)芯片一般是低阻輸出，它反射的串音信號多于吸收的串音信號。當后向串音信號到達“受害者”的驅動(dòng)芯片時(shí)，它會(huì )反射到接收芯片。因為驅動(dòng)芯片的輸出電阻一般低于導線(xiàn)本身，常常引起串音信號的反射。 

 

與前向串音信號具有感性和容性?xún)煞N特性不同，后向串音信號只有一個(gè)極性，所以后向串音信號就不能自我抵消。后向串音信號及其反射之后的串音信號的極性和“侵入”信號相同，其幅值是兩部分之和。

 

切記，當你在“受害者”的接收端測到后向串音脈沖時(shí)，這個(gè)串音信號已經(jīng)經(jīng)過(guò)了“受害者”驅動(dòng)芯片的反射。你可以觀(guān)察到后向串音信號的極性和“侵入”信號相反。

 

在數字設計時(shí)，你常常關(guān)心一些量化指標，例如：不管串音是如何產(chǎn)生，何時(shí)產(chǎn)生，前向還是后向的，它的最大噪聲容限為150mV。那麼，存在簡(jiǎn)單的能夠精確衡量噪聲的方法嗎？簡(jiǎn)單的回答是“沒(méi)有”，因為電磁場(chǎng)效應太復雜了，涉及到一系列方程，電路板的拓撲結構，芯片的模擬特性等等。

 

很多設計者認為縮短線(xiàn)路長(cháng)度是降低串音的關(guān)鍵。事實(shí)上，幾乎所有電路設計軟件都提供了最大并行線(xiàn)路的長(cháng)度控制功能。不幸的是，僅改變幾何數值，是很難降低串音的。

 

因為前向串音受耦合長(cháng)度影響，所以當你縮短沒(méi)有耦合關(guān)系的線(xiàn)路長(cháng)度時(shí)，串音幾乎沒(méi)有減少。再者，如果耦合長(cháng)度超過(guò)驅動(dòng)芯片下降或上升時(shí)延，耦合長(cháng)度和前向串音的線(xiàn)性關(guān)系會(huì )到達一個(gè)飽和值，這時(shí)，縮短已經(jīng)很長(cháng)的耦合線(xiàn)路對減少串音影響甚小。

 

一個(gè)合理的方法是擴大耦合線(xiàn)路間的距離。幾乎在所有情況下，分離耦合線(xiàn)路能夠大大降低串音干擾。實(shí)踐證明，后向串音幅值大致和耦合線(xiàn)路間的距離的平方成反比，即：如果你將這個(gè)距離增加一倍，串音降低四分之叁。當后向串音占主要地位時(shí)，這個(gè)效果更加明顯。

 

 

從實(shí)踐觀(guān)點(diǎn)出發(fā)，最重要的問(wèn)題是如何去除串音。當串音會(huì )影響電路特性時(shí)，你該怎麼辦？

你可以采取以下兩種策略。一種方法是改變一個(gè)或多個(gè)影響耦合的幾何參量，例如：線(xiàn)路長(cháng)度、線(xiàn)路之間的距離、電路板的分層位置。另一種方法是利用終端，將單線(xiàn)改成多路耦合線(xiàn)。合理的設計，多線(xiàn)終端能夠取消大部分串音。

 

 

 

要增大耦合線(xiàn)路間的距離并不是很容易的。如果你的布線(xiàn)非常密，你必須花很多精力才能降低布線(xiàn)密度。如果你擔心串音干擾，你可以增加一或二個(gè)隔離層。如果你必須擴大線(xiàn)路或網(wǎng)絡(luò )間的距離，那麼你最好擁有一個(gè)便于操作的軟件。線(xiàn)路寬度和厚度同樣影響串音干擾，但是其影響遠小于線(xiàn)路的距離因素。所以，一般很少調整這兩個(gè)參量。

因為電路板的絕緣材料存在介電常數，也會(huì )產(chǎn)生線(xiàn)路間的耦合電容，所以降低介電常數也可減少串音干擾。這個(gè)效果并不很明顯，特別是微帶電路　　部分介電質(zhì)已經(jīng)是空氣了。更重要的是，改變介電常數并不那麼容易，特別是在昂貴的設備中。一個(gè)變通的辦法是采用較貴的材料，而不是FR-4。

 

介電質(zhì)厚度，很大長(cháng)度上影響了串音干擾。一般的，使布線(xiàn)層靠近電源層（Vcc或地），能夠降低串音干擾。改善效果的精確數值需要通過(guò)仿真來(lái)確定。

 

 

一些印刷電路板設計者仍然不注意分層方法，這在高速電路設計中是個(gè)重大失誤。分層不但影響傳輸線(xiàn)的性能，例如：阻抗、延遲和耦合，而且電路工作易于失常，甚至改變。例如，通過(guò)減少5mil的介電質(zhì)厚度來(lái)降低串音干擾，這是不可以的，雖然在成本和工藝上都能做到。

 

另外一個(gè)容易忽略的因素是層的選擇。很多時(shí)候，前向串音是微帶電路中的主要串音干擾。但是，如果設計合理，布線(xiàn)層位于兩個(gè)電源層之間，這樣就很好地平衡了容性耦合和感性耦合，具有較低幅值的后向串音便成為主要因素。所以，仿真時(shí)你必須注意，是哪種串音干擾占主要地位。 

 

布線(xiàn)和芯片的位置關(guān)系對串音也有影響。因為后向串音到達接收芯片后反射到驅動(dòng)芯片，所以驅動(dòng)芯片的位置和性能是非常重要的。因為拓撲結構的復雜性，反射及其它因素，所以很難解釋串音主要受誰(shuí)影響。如果有多種拓撲結構供選擇，最好通過(guò)仿真來(lái)確定哪種結構對串音影響最小。

 

一個(gè)可能減少串音的非幾何因素是驅動(dòng)芯片本身的技術(shù)指標。一般原則是，選擇切換時(shí)間長(cháng)的驅動(dòng)芯片，以減少串音干擾（解決很多其它由于高速引起的問(wèn)題也如此）。即使串音不嚴格地和切換時(shí)間成正比，降低切換時(shí)間仍然會(huì )產(chǎn)生重大影響。許多時(shí)候，你對驅動(dòng)芯片技術(shù)無(wú)法選擇，你只能改變幾何參量來(lái)達到目的。 通過(guò)終端降低串音

眾所周知，一根獨立、無(wú)耦合傳輸線(xiàn)的終端連接匹配阻抗，它就不會(huì )產(chǎn)生反射?，F在考慮一系列耦合的傳輸線(xiàn)，例如，叁根互相有串音的傳輸線(xiàn)，或一對耦合傳輸線(xiàn)。如果利用電路分析軟件，可以導出一對矩陣，分別表示傳輸線(xiàn)本身和相互間的電容和電感。例如，叁根傳輸線(xiàn)可能有下列的C和L矩陣：

 

在這些矩陣中，對角線(xiàn)元素是傳輸線(xiàn)自身值，非對角線(xiàn)元素是傳輸線(xiàn)相互間的值。（注意它們是用每單位長(cháng)度的pF和nH來(lái)表示的）?？梢杂镁嫉碾姶艌?chǎng)測試儀來(lái)確定這些值。 

 

可以看出，每一組傳輸線(xiàn)也有一個(gè)特徵阻抗矩陣。在這個(gè)Z0矩陣中，對角線(xiàn)元素表示傳輸線(xiàn)對地線(xiàn)的阻抗值，非對角線(xiàn)元素是傳輸線(xiàn)耦合值。

 

對于一組傳輸線(xiàn)，與單根傳輸線(xiàn)類(lèi)似，如果終端是與Z0匹配的阻抗陣，它的矩陣幾乎是相同的。所需的阻抗不必是Z0中的值，只要組成的阻抗網(wǎng)絡(luò )與Z0匹配就行。阻抗陣中不僅包括傳輸線(xiàn)對地的阻抗，而且包括傳輸線(xiàn)之間的阻抗。

 

這樣的一個(gè)阻抗陣具有良好的性質(zhì)。首先它可以阻止非耦合線(xiàn)中串音的反射。更重要的是，它可以消除已經(jīng)形成的串音。

 

 

可惜的是，這樣一個(gè)終端是昂貴的，而且是不可能理想實(shí)現的，因為一些傳輸線(xiàn)之間的耦合阻抗太小了，會(huì )導致大電流流入驅動(dòng)芯片。傳輸線(xiàn)和地之間的阻抗也不能太大以致于不能驅動(dòng)芯片。如果存在這些問(wèn)題，而你還打算利用這類(lèi)終端，加幾個(gè)交流耦合電容試試看。

 

盡管實(shí)現中存在一些困難，阻抗陣列終端仍是對付信號反射和串音的致命武器，特別對于惡劣情況。在其它環(huán)境下，它可能起作用，也可能不起作用，但仍不失為一種值得推薦的方法。